Vi ba số DM 2G -1000

có được những thông tin tổng hợp mà một mạng số đa dịch vụ ra đời. Mạng này đang phát triển nhằm hợp nhất tất cả các dịch vụ nói trên vào một kênh cơ sở để cung cấp các phương tiện thông tin một cách đa năng và tiện lợi. Kỹ thuật số ra đời, đã tạo ra một bước ngoặt lớn trong việc hiện đại hoá mạng lưới viễn thông. Việc số hoá các hệ thống chuyển mạch và truyền dẫn đang được tiến hành nhằm nâng cao chất lượng đường truyền và giảm giá thành của tuyến. Thông tin có thể được truyền qua nhiều môi trường khác nhau như vi ba, vệ tinh, cáp quang...Trong khi cáp quang đang được đưa vào ứng dụng thì vi ba vẫn còn đang được dùng phổ biến và các hệ thống vi ba số này vẫn ngày càng được nâng cao về công nghệ, dung lượng cũng như là giảm nhỏ giá thành. Trong khuôn khổ của bản đồ án tốt nghiệp này, việc nghiên cứu thiết bị vi ba số DM2G-1000 của Nhật sẽ được trình bày. Bản đồ án này gồm: 1 - Vấn đề xử lý tín hiệu và sóng mang. 2 - Điều chế và giải điều chế trong vi ba số. 3 - Tổng quan thiết bị vi ba số DM2G-1000. 4 - Phân tích chi tiết thiết bị phát của thiết bị DM2G-1000. 5 - Một số bài đo kiểm tra thiết bị Vi ba số DM2G - 1000 Vì thời gian có hạn nên đồ án tốt nghiệp có thể còn nhiều sai sót, Rất mong sự góp ý chân tình của các thầy cô giáo và các bạn. Hà Nội, ngày tháng năm 2002 Lời cảm ơn Tôi xin chân thành cảm ơn sự giúp đỡ tận tình của thầy giáo hướng dẫn.... cùng toàn thể các thầy cô giáo Khoa ........ . Các thầy cô giáo Khoa Điện tử Viễn thông Trường Đại học Bách Khoa Hà Nội đã tận tình giúp đỡ tôi trong suốt quá trình học tập cũng như hoàn thành đồ án tốt nghiệp này. Tôi xin cảm ơn Ban Lãnh Đạo Xí Nghiệp Khoa học Sản xuất Thiết bị Thông tin I và các đồng nghiệp tại Trung tâm ứng dụng Công nghệ Viễn thông mới đã giúp tôi hoàn thành đề tài này. Sinh viên Đoàn Văn Nam Mục lục Trang Chương I - Xử lý tín hiệu băng gốc 7 1.1 Sự cần thiết phải xử lý băng gốc 7 1.2 Các mã đường truyền. 7 1.2.1 Mã đảo dấu luân phiên (AIM) 8 1.2.2 Mã tam phân lựa chọn cặp 9 1.2.3 Mã HDB-3 10 1.2.4 Mã CMI 11 1.2.5 Các mã khác 11 1.3 Truyền số liệu băng gốc 11 1.3.1 Dung lượng của kênh 11 1.3.2 Giao thoa giữa các ký hiệu 12 1.3.3 Lọc băng gốc 13 1.3.4 Xác suất lỗi Pe trong truyền dẫn số 15 1.3.5 Mã điều khiển lỗi 16 1.3.6 Tái sinh tín hiệu số 17 1.3.7 Khôi phục thời gian và tách sóng ngưỡng 18 Chương II - Điều chế và giải điều chế trong vi ba số. 19 2.1 Điều chế trong vi ba số 19 2.2 Phương pháp điều biên số (ASK) khóa dịch biên độ 20 2.2.1 ASK kết hợp 21 2.2.2 ASK không kết hợp 26 2.2.3 ASK M trạng thái (M-ary) 27 2.3 Điều pha số (PSK) khóa dịch pha 28 2.3.1 PSK kết hợp (CPSK) 29 2.3.2 PSK vi sai kết hợp (DPSK) 30 2.3.3 PSK M trạng thái (M-ary) 31 2.3.4 Các bộ giám sát chất lượng 42 2.3.5 Quan hệ giữa tạp âm song biên C/N và Eb/h 42 2.3.6 DPSK M trạng thái 43 2.3.7 Điều chế pha cầu phương lệch (OK-QPSK hay OQPSK) 45 2.4 Điều chế khóa dịch tần số (FSK) 46 2.4.1 FSK kết hợp 48 2.4.2 FSK không kết hợp 49 2.4.3 Giải điều chế FSK kết hợp vi sai 49 2.4.4 So sánh FSK và ASK 50 2.4.5 FSK M trạng thái 50 2.4.6 MSK khóa di tần cực tiểu 52 2.5 Sơ đồ kết hợp điều chế pha và biên độ Digital (CAPK) 56 2.5.1 Bộ chuyển đổi 2 thành L mức 60 2.5.2 Bộ điều chế và bộ giải điều chế QAM M trạng thái 61 2.5.3 Mã hoá vi sai 63 2.5.4 Xác suất lỗi của hệ thống M QAM 64 2.6 OFF SET QAM (OKQAM hay OQAM) hoặc STAGERED QAM (SQAM) 66 Chương III - Tổng quát về thiết bị vi ba số DM2G - 1000. 68 3.1 Giới thiệu chung 68 3.1.1 Đặc điểm thiết bị 68 3.1.2 Kết cấu thiết bị 68 3.1.3 Cấu hình hệ thống 69 3.1.4 Các chỉ tiêu kỹ thuật 69 3.2 Chức năng các khối 70 3.2.1 Khối phát (Tx) 71 3.2.2 Khối thu (Rx) 74 3.2.3 Khối băng tần cơ sở B/U - U/B 77 3.2.4 Khối kênh nghiệp vụ số DSC 2 80 3.2.5 Khối hiển thị DSPL 81 3.2.6 Giám sát và điều khiển 81 Chương IV- Phân tích phần máy phát thiết bị DM2G - 1000 84 4.1 Khối dao động nội (OSC) 85 4.1.1 Sơ đồ nguyên lý khối dao động nội (OSC) 85 4.1.2 Tổng quát sơ đồ nguyên lý của khối 85 4.1.3 Phân tích mạch trên sơ đồ 86 4.1.4 Nguyên lý hoạt động 88 4.2 Khối MOD CONT 89 4.2.1 Sơ đồ nguyên lý cuả khối 89 4.2.2 Nguyên lý hoạt động của toàn mạch 91 4.3 Khối điều chế (MOD) 91 4.3.1 Sơ đồ nguyên lý khối điều chế 91 4.3.2 Tổng quan sơ đồ nguyên lý khối 91 4.3.3 Nguyên lý hoạt động của toàn mạch 93 4.4 Khối khuyếch đại công suất siêu cao tần 93 4.4.1 Tổng quan sơ đồ nguyên lý khối HPA 93 4.4.2 Nguyên lý hoạt động của toàn mạch 96 Một số bài đo cơ bản cho thiết bị DM2G - 1000 98 Bài 1 Đo công suất phát 98 Bài 2 Đo tần số 99 Bài 3 Đo bit lỗi 101 Nhận xét của giáo viên phản biện Độ chính xác : Tính thực tiễn: Đánh giá chung: Điểm luận văn: Nhận xét của giáo viên phản biện Chương I - Xử lý tín hiệu băng tần gốc 1.1 Sự cần thiết phải xử lý băng tần gốc. Xử lý tín hiệu băng gốc là yêu cầu chủ yếu đối với các kênh thông tin truyền trên cáp đồng trục hoặc cáp đối xứng, nhưng nó cũng cần thiết đối với các phương pháp truyền dẫn điều chế cao tần, nơi mà tín hiệu cũng được đưa xuống băng gốc tại các trạm lặp. Trong một hệ thống thông tin số, ở thiết bị lặp cần có bộ lọc, cân bằng và tái sinh. Tuy nhiên để truyền dãn chúng cần phải biến đổi các tín hiệu nhị phân từ thiết bị ghép kênh thành các mã đường để giảm lỗi cho kênh truyền dẫn. Khi tốc độ truyền số trên hệ thống vô tuyến là bội nguyên của tốc độ bit phân cấp, thì lúc đó cần phải tiến hành ghép kênh. ở những nơi cần có sự ghép kênh thì ở đó ta có thể ghép thêm bit để giám sát BRZ trong cùng các khối. Dãy các xung số ở đầu vào của mạch điều chế vô tuyến, sau điều chế, cần phải có tín hiệu định thời gian có thể lấy ra từ tín hiệu đã phát đi và phổ của tín hiệu đã phát đi có thể không chứa những thành phần phổ có biên độ lớn để có thể gây ra tạp âm (sự giao thoa) bất lợi cho các hệ thống khác, đặc biệt cho các kênh có vùng phổ trùng nhau hoặc các kênh kế cận của các hệ thống thông tin tương tự. Hầu hết các phương pháp điều chế đều có tín hiệu định thời gian tin cậy nếu nó đảm bảo đầy đủ sự chuyển tiếp trạng thái trong tín hiệu của đầu vào dẫn đến mạch điều chế. Một cách tương tự, có thể tránh những thành phần phổ có cường độ mạnh bằng cách gạt bỏ những dãy tuần hoàn không mong muốn ra khỏi điểm đó. 1.2 Các mã đường truyền. Một số lý do để mã hóa số là: Đưa vào độ dư bằng cách mã hoá các từ số liệu nhị phân thành các từ dài hơn. Các từ nhị phân dài hơn này sẽ có nhiều tổ hợp hơn do tăng số bit. Chúng ta có thể chọn những tổ hợp xác định có cấu trúc theo một qui luật từ mã hợp thành, cho phép tách thông tin định thời gian một cách dễ dàng hơn và giảm độ chênh lệch giữa những con số ‘ 1 ‘ và những số ‘ 0 ‘ xuất hiện trong một từ mã (đó là giảm sự chênh lệch). Việc giảm độ chênh lệch này dẫn đến giảm thành phần một chiều. Nếu độ chênh lệch này giảm đến không đối với tất cả tập hợp từ mã thì thành phần một chiều của chúng cũng giảm đến không. Điều này là cần thiết vì không thể truyền thành phần một chiều của tín hiệu số đi được. Có thể sử dụng việc xuất hiện các từ bổ xung do mã dư để truyền số liệu số luồng phụ như truyền bit chẵn lẻ trong mã phát hiện lỗi và truyền các kênh phụ trợ. Tuy vậy việc tăng độ dài của từ mã nhị phân sẽ làm tăng tốc độ bit và do đó làm tăng độ rộng băng tần. Tốc độ bit tăng tỷ lệ với độ dài của từ mã ra trên độ dài của từ mã vào. ở mã 5B6B tốc độ bit ở đầu ra tăng 6,5 lần so với tốc độ bit ở đầu vào. Mã hóa tín hiệu nhị phân thành tín hiệu nhiều mức để giảm độ rộng băng tần. Loại mã này quan trọng khi truyền số liệu có tốc độ cao trên đôi dây kim loại có dải tần hạn chế. Cái giá của việc giảm độ rộng băng tần cần thiết của kênh hoặc tốc độ bit với một độ rộng băng tần đã cho, là phải tăng tỷ số tín hiệu trên tạp âm để đạt được xác suất lỗi cho truớc Để tạo phổ tín hiệu nhằm ứng dụng cho những mục đích đặc biệt như đồng bộ thành phần, giảm biên độ tần số không đến 0, hoặc giảm các thành phần tần số cao và thấp trước lúc lọc. Có thể đưa những số không đặc biệt về phía các luồng số đã mã lưỡng cực bậc cao bị chèn và các luồng số bị chèn. Trong quá trình mã hoá PCM tất cả các bit thông tin được ngầm giả thiết là nhị phân đơn cực. Giả thiết này là hợp lý miễn là các bit thông tin đã được xác định trong một công đoạn nhất định nào đó của thiết bị xử lý và dây nối không được dài quá vài mét.Với những đường dây nối tương đối dài, đường cáp xoắn hai dây có màn bao che, hoặc cáp đồng trục thì không nên sử dụng bit nhị phân. Trong thiết bị sử lý có hai dạng tín hiệu nhị phân đơn cực. Đó là RZ ‘trở về 0 ‘ và NRZ ‘không trở về 0 ‘. Nếu sử dụng trực tiếp chúng để truyền dẫn thì sẽ gặp phải một số khó khăn như nhau. Chú ý rằng mức của tín hiệu RZ biểu thị giá trị bit 1, nó chỉ ở mức cao trong một nửa đầu tiên của khoảng thời gian bit, trong một nửa khoảng thời gian bit còn lại tín hiệu quay trở về 0. Ưu điểm của tín hiệu RZ là mật độ chuyển tiếp tín hiệu của nó lớn hơn so với NRZ. Để khắc phục những vấn đề còn tồn tải trong tín hiệu nhị phân đơn cực, thì người ta đã đề xuất ra mã đường. Các mã đường không có thành phần một chiều đồng thời cũng không có hiện tượng năng lượng phổ của nó tập trung ở vùng tần số thấp. Đôi khi có một số mã đường có thêm ưu điểm là trong cấu trúc của nó không có một dãy dài những số ‘0’ hoặc những số ‘1‘, điều đó làm việc tách thông tin định thời gian sẽ dễ dàng hơn. 1.2.1. Mã đảo dấu luân phiên (AMI) . Bằng cách mã hoá tín hiệu nhị phân đơn cực thành một mã có một số mức trứơc khi truyền dẫn có thể loại bỏ được thành phần một chiều và giảm được các thành phần tần số thấp của tín hiệu đã mã hoá,do đó sẽ duy trì được một kích thước hợp lý của các thành phần cấu kiện trong lúc thiết kế các bộ cân bằng của trạm lặp.Việc mã hoá này không mở rộng băng tần truyền dẫn cần thiết, về nguyên lý có thể giảm băng tần truyền dẫn cần thiết khi sử dụng biến đổi mã nhị phân thành n phân. Mã 3 mức còn gọi là mã tam phân, trong đó mức giữa của tín hiệu được ứng dụng rộng rãi là điện áp 0. Vì mức điện áp 0 không phải là một mức lôgic thực nên mã được gọi là mã ‘giả-tam phân‘. Các bộ mã có thể dễ dàng tạo ra các điện áp đầu ra cân bằng +A (để tiện ký hiệu là + ) và -A (-) và mức điện áp 0, tương ứng với mức đất của hệ thống. Người ta gọi mã tam phân nàylà mã đảo dấu luân phiên -AMI, nói cách khác là mã lưỡng cực. Dẫy mã thu được bằng cách: khi không có xung thì mã là các số 0, còn khi xuất hiện ‘1‘ trong tìn hiệu nhị phân thì nó lấy các xung dương và âm một cách luân phiên. Sự luân phiên này xuất hiện bất chấp số con số ‘0‘ giữa chúng.Tín hiệu AMI cũng có thể là loại NRZ (100%chu trình) có giá trị trung bình bằng 0,nghiã là không có thành phần môt chiều (DC), và việc ghép AC vào đường truyền dẫn có ảnh hưởng ít đến các digit được phát đi. Một đặc điểm của mã này là: mật độ phổ cực đại ở 1/2 tốc độ bit, và mật độ phổ rất nhỏ ở các tần số thấp. Tuy nhiên sự biến đổi mã không giảm độ chênh lệch giữa số số ‘1‘ và số số ‘0‘ trong một từ mã, hoặc giảm khó khăn trong việc tách đồng hồ đối với tín hiệu AMI. Thường thường độ chênh lệch là một vấn đề qnan trọng vì nó biểu thị thiên hướng của mã để giảm thanhf phần DC. Nếu độ chênh lệch lớn hơn hoặc nhỏ hơn 0,điều đó có nghĩa là ở một thời điểm có nhiều con số ‘1‘ hơn ‘0‘ hoặc ngược lại. Vì ‘0‘ trong mã giả tam phân có thể biểu hiện bằng mức điện áp âm, do đó sẽ có một điện áp đủ dương hoặc âm. Đối vối mã AMI không sử dụng điều này nếu ‘0’nhị phân được đặt tại điện thế đất. Một vấn đề quan trọng là phải thiết kế được một loại mã đường mà trong một dãy bit có tổng số con số ‘1‘ bằng tổng số con số ‘0‘. Khi đó nếu có một lỗi sinh ra trong hệ thống đường dây truyền dẫn do tạp âm xung hoặc xuyên âm nó sẽ là nguyên nhân gây ra bỏ sót một xung hoặc thêm một xung sai vào. Trong cả hai trường hợp, nó sẽ xuất hiện hai xung cùng cực tính, với thiết bị đó thích hợp có thể dễ dàng phát hiện được lỗi. Điều kiện này người ta thường gọi là vi phạm luật lưỡng cực và đó là một ưu việt của mã AMI. 1.2.2 Mã tam phân lựa chọn cặp. Biến đổi từ tín hiệu nhị phân đơn cực RZ thành tín hiệu tam phân lựa chọn cặp được tiến hành bằng cách ghép hai bit kế cận và sử dụng qui luật biến đổi như ở bảng 1.1 Các cặp kề nhau của mã vào nhị phân Mã vào Mode dương Mode âm 00 - + - + 01 0 + 0 - 10 + 0 - 0 11 + - + - Bảng 1.1- Qui luật biến đổi của mã tam phân chọn cặp. Đối với cả hai đầu ra ‘mode dương‘ và ‘mode âm‘ các tổ hợp tam phân được tạo nên từ các cặp nhị phân 00 và 01 không có mức DC, mặc dù các cặp nhị phân 01 và 10 tạo nên mức DC tương đương với +A/2 và -A/2 phụ thuộc vào mode của đầu ra. Bộ mã hoạt động tạo ra đầu ra mode dương cho đến khi ở đầu vào xuất hiện trạng thái 01 hoặc 10. Sau đó tạo nên một định thiên +A/2 ở đầu ra để thay đổi sang mode âm. Sự xuất hiện tiếp theo của 10 hoặc 01 tạo nên định thiên -A/2 xoá định thiên +A/2 và đổi mode trở lại dương.Vì một dãy dài liên tiếp các số ‘0‘ hoặc ‘1‘ không xuất hiện,nên nó cân bằng được dòng một chiều ở đầu ra, dễ tách định thời ở các thiết bị lặp và thiết bị thu đầu cuối. 1.2.3 Mã HDB-3. Mã HDB-3 (viết tắt của High Density Binary with maximum of 3 consecutive zero). Mã nhị phân mật độ cao có cực đại ba số ‘0‘ liên tiếp. Thuật toán để mã một tín hiệu nhị phân thành một tín hiệu HDB-3 phụ thuộc vào các qui tắc sau đây: Một số 0 nhị phân được mã bằng một trạng thái trống trong tín hiệu HDB-3. Tuy nhiên đối với một dãy bốn số 0 liên tiếp thì sử dụng các qui luật đặc biệt theo qui tắc 3 dươí đây. Một số ‘1‘ nhị phân được mã bằng ký hiệu dương hoặc âm và có dấu ngược với xung trước đó (đảo dấu luân phiên). Các dãy 4 số 0 liên tiếp trong tín hiệu nhị phân được mã như sau: Số 0 đầu tiên của dãy được mã bằng trạng thái trống nếu dấu trước đó của tín hiệu HDB-3 có cực ngược với cực của vi phạm phía trước và bản thân nó không vi phạm. Số ‘0 ‘ đầu tiên của dãy được mã bằng dấu A mà không vi phạm (+ hoặc -), nếu dấu trước đó của tín hiệu HDB-3 có cùng cực với dắu vi phạm trước đó hoặc chính bản thân nó vi phạm. Các qui luật 3(a) và 3(b) đảm bảo các vi phạm liên tiếp có cực tính đảo nhau sao cho thành phần một chiều gộp lại bằng không. Số 0 thứ 2 và 3 của dãy 4 số 0nhị phân liên tiếp luôn được mã bằng trạng thái trống. Số 0 thứ tư trong dãy của bốn số 0 nhị phân được mã bằng một dấu mà cực tính của nó vi phạm đan dấu. Những vi phạm đan dấu như vậy được ký hiệu bằng V- hoặc V+ tương ứng với cực tính của nó. Phân bố năng lượng phổ của tín hiệu đầu vào ngẫu nhiên được mã hoá thành mã HDB-3 giống phân bố năng lượng phổ của AMI, trong đó năng lượng phổ cực đại nằm ổ khoảng 0,5 tốc độ bit. Dạng của nó giống như miệng núi lửa, có một độ lõm ổ 0,5 lần tốc độ bit và hai đỉnh nhỏ ở khoảng 0,45 và 0,55 lần tốc độ bit. Mã này được sử dụng chủ yếu cho các giao tiếp ghép kênh 2048, 8448 và 34.368 kb/s theo như CCITT khuyến nghị (khuyến nghị G.703). Người ta sử dụng nó trong cấu hình mạng cục bộ Ethernel và để truyền đưa số liệu. 1.2.4 Mã CMI. CMI là viết tắt của chữ Code Mark Inversion (đảo dấu mã). Mã là một mã NRZ hai mức trong đó bit 0 nhị phân vẫn được mã hàng hai mức A1 và A2 tương ứng, mỗi mức chiếm một nửa khoảng thời gian đơn vị T/2. Bit 1 được mã hoá bằng các mức biên độ A1 hoặc A2, mỗi mức chiếm toàn bộ thời gian đơn vị T, các mức này luân phiên thay đổi theo các bit 1 kế tiếp nhau. Chú ý rằng đối với bit 0 luôn luôn có một điểm chuyển tiếp dương tại điểm giữa của khoảng thời gian bit và đối với bit 1 có một chuyển tiếp dương tại điểm khởi đầu của khoảng thời gian đơn vị bit nếu mức trước là A1 và một chuyển tiếp âm tại một thời điểm khởi đầu của khoảng thời gian đơn vị bit, nếu bit 1 sau cùng đã được mã hoá bằng mức A2. Lưu ý rằng bit 0 được ký hiệu bằng 01 và bit 1 kí hiệu bằng 11 và 00 trong khoảng thời gian của khe thời gian. 1.2.5. Các mã khác. Các mã đã được thảo luận là các mã nhị phân được sử dụng để truyền số liệu trong các mạng nội hạt và tích trữ các số liệu trên băng từ hoặc đĩa. Các mã này đã được tính đến, vì khả năng của chúng có thể sử dụng trong mạng ISDN để truyền các tín hiệu số trong mạng thuê bao hoặc trong mạng nội hạt. 1.3 Truyền số liệu băng gốc. 1.3.1 Dung lượng của kênh. Tốc độ số liệu cực đại, hoặc dung lượng C của kênh truyền dẫn có độ rộng băng tần B vào tạp âm trắng Gauss băng hữu hạn được biểu thị: C = Blog2 [ 1 + (S/N)0] bit/s (1) ở đây S và N là công suất trung bình của tín hiệu và tạp âm tương ứng ở đầu ra của kênh. Công suất tạp âm được biểu thị bởi: N =h.B = h/2. 2B = h/2. W Nếu như mật độ phổ công suất hai biên của tạp âm là h/2 W/Hz và độ rộng song biên là W. Dựa vào định lý Shannon - Hartley trong lý thuyết thông tin chúng ta rút ra 2 vấn đề quan trọng liên quan đến thiết kế hệ thống thông tin: Giới hạn trên có thể đạt được đối với tốc độ truyền số liệu trên kênh Gauss. Quan hệ của tỷ số tín hiệu trên tạp âm đối với độ rộng của băng tần. Từ định lý đó rút ra là có thể truyền một tín hiệu tương tự có băng tần từ 0 đến tần số cắt fm qua kênh có dải thông nhỏ hơn fm nếu sử dụng mã thích hợp. Ví dụ giả sử tín hiệu tương tự đã được lượng tử hoá thành Q mức lượng tử sau mức lấy mẫu x lần với tần số lấy mẫu Nyquist 2fm. Sau đó số bit nhị phân được lấy mã là log2Q và tốc độ bit là 2xfm log2Q bit/s, đó chính là dung lượng của kênh yêu cầu. Từ phương trình (1) dung lượng kênh lý thuyết Cn có thể lớn hơn so với dung lượng yêu cầu đối với độ rộng băng tần hữu hạn của tín hiệu tương tự, ví dụ đến fm/2 bằng cách tăng tỷ số tín hiệu trên tạp âm, hoặc tăng mức năng suất của tín hiệu. 1.3.2 Giao thoa giữa các ký hiệu. Trong mục trước ta đã nói về các dạng tín hiệu khác nhau và trong một số trường hợp đã mô tả phân bố năng lượng phổ đối với một dãy xung ngẫu nhiên để đưa ra một khái niệm về chiếm dụng băng tần của nó. Trong mỗi một mã khác nhau đã mô tả giả thiết tín hiệu đầu ra sau lúc mã hoá là xung vuông. Nếu dạng xung này đã được cải biến thì phải thay đổi dáng kênh băng gốc trong đó sử dụng dạng sóng số. Thường thường sử dụng phương pháp lọc để cải biến dạng xung, sao cho có thể gạt đi những thành phần tín hiệu ngoài băng, như vậy giảm được các thành phần xuyên âm tần số cao có thể xuyên vào các hệ thống băng cơ bản khác. Sử dụng lọc trước tách sóng, cũng như lọc trước pháp cũng tạo việc sửa dạng xung và giảm các thành phần tạp âm nằm ở ngoài giải tần của tín hiệu chủ yếu. Vấn đề suy giảm chất lượng truyền dẫn có thể xuất hiện trong mạng số khi truyền tín hiệu qua một kênh thông tin. Một trong vô số các nguyên nhân gây giảm sút chất lượng truyền dẫn trước hết phải kể đến môi trường truyền dẫn và lọc tín hiệu số ở băng gốc trong một chừng mực nào đó đã tạo ra giao thoa giữa các ký hiệu (ISI ). Nếu giả thiết rằng thời gian của mỗi digit là T, hoặc từ mối quan hệ giữa độ rộng băng Nyquist/ tốc độ tín hiệu, rút ra độ rộng băng tần của tín hiệu hữu ích là 1/2T. Tuy nhiên một tín hiệu ngẫu nhiên bất kỳ chiếm một băng tần vô hạn vì vậy cho nên hậu quả của việc giới hạn băng tần dẫn tới méo biên độ và gây ra tiếng dội. Năng lượng của tiếng dội trải từ xung này sang xung kế cận khác gây ra hiện tượng giao thoa giữa các kí hiệu. Hiệu quả của việc trải xung còn gọi là tán xạ. Mối quan hệ giưa băng tần Nyquist và tốc độ tín hiệu được miêu tả như sau: Có thể truyền các kí hiệu độc lập có tốc độ rs Ê 2B kí hiệu/s qua một kênh thông thấp có độ rộng băng tần B mà không có giao thoa giữa các kí hiệu. Và ngược lại, sẽ có hiện tượng giao thoa giữa các kí hiệu nếu tốc độ của các kí hiệu độc lập rs ³ 2B. Ngoài ra đối với tần số trên của tín hiệu giải thông lớn hơn nhiều so với độ rộng băng tần B thì tốc độ kí hiệu tiến tới 2B. Như vậy, đưa một tín hiệu số ngẫu nhiên vào một kênh có giới hạn băng tần Nyquist có độ rộng 1/2T, tức là độ rộng băng tần có ích thì tín hiệu đầu Nyquist bị sai lệch đi, trừ khi kênh không có tạp âm và cặp máy phát và máy thu đồng bộ, khi đó giao thoa giữa các kí hiệu có thể bị ngăn lại sao cho không xuất hiện các lỗi digit. Tuy vậy trong thực tế sự thăng gián của tạp âm, xuyên âm, méo biên độ, méo pha...thì IST là yếu tố có ảnh hưởng lớn nhất đến hiệu quả truyền dẫn của kênh số. 13.3 Lọc băng gốc Hình 1.3(a) bên trái chỉ ra một xung có độ rộng 2T/b, đối xứng qua trục biên độ tại điểm t = 0, và biến đổi Fourier của xung này có dạng (1/pf). Sin (fT/d), b = 2pd, bắt nguồn từ hàm sinc ; sinc(x) = sin (px)/ px cũng được biểu thị trong hình 1.3 (a) (bên phải). Hàm sinc này có các điểm 0 cắt trục tần số tại các điểm ± k.b/2T,ở đây k = 1,2,...,n. Phổ tần của nó là vô hạn. Nếu khi phổ này bị giới hạn do một bộ lọc thông cấp thấp lý tưởng thì bộ biến đổi Fourier ngược của nó cho ta một xung có dạng hàm sinc. Tương ứng với hình 1.3(b) nếu tần số của bộ lọc thông cấp thấp lý tưởng là 1/2T thì kết quả xung ra được trải rộng theo thời gian và không trở về không tại các thời điểm -T, +T mà kéo ra một khoảng thời gian lớn hơn T. Xung ban đầu biểu thị bằng đường gạch đứt quãng có độ rộng T/2 và đối xứng qua trục tung. Hiện tượng trải rộng của xung do bị giới hạn giải tần gây ra giao thoa giữa các kí hiệu tạo nên tạp âm cho các ký hiệu kế cận. Hình 1.3 (c) chỉ ra tín hiệu vào là hàm sin. Biến đổi Fourier của xung sinc này giống như xung của bộ lọc thông thấp lý tưởng. Nếu một bộ lọc có đặc tính tần số giữa Nyquist 0 và 1/2T ngược với đặc tính tần số trong hình 1.3(b) thì phổ tần tạo ra sẽ là dạng bị cắt vuông ở phần trên, và như trong hình 1.3 (c) xung ra sẽ là xung sinc, cũng như trong hình 1.3(b), và có các điểm không cắt trục hoành tại các điểm kT, với k= 1,2,...,n. Xung ra này không biểu hiện giao thoa tại các điểm không nói trên. Việc ứng dụng bộ lọc có dạng sóng vương vẫn không hoàn toàn thích hợp vì sự tắt dần các đuôi xung diễn ra chậm và khi thiết kế bộ lọc có đặc tính hàm truyền đạt thẳng đứng, người ta đặt ra các yêu cầu nghiêm ngặt và điều chỉnh chính xác trong tất cả thời gian. Điều đó dĩ nhiên là không thực tế. Trong các hệ thống thực tế thường sử dụng bộ lọc ‘cosin tăng‘ băng tần của nó có thể truyền số liệu tốc độ rs bit/s giữa rs/2 >hình 1.3(d) biểu diễn phổ và đường cong giới hạn băng bằng đường chấm biểu thị phổ của hàm sinc bị giới hạn băng. Hình 1.3(d) biểu thị biến đổi Fourier của các phổ này, giống như một hàm sinc cải biến trong miền thời gian cùng với xung lý tưởng tương ứng tạo nên từ hàm phổ sinc đầy đủ. Phổ cosin tăng bao gồm một phần biên độ không đổi và phần biến đổi có dạng hình sin (không chỉ ra trong hình) 1/rs | f | < (rs/2) -a P(f) = (1/rs)[cos2(p/4a) (| f | - rs/2 + a)], (rs/2) - a < | f |(rs/2) + a | f | - rs/2 + a Hình 1.4(a) và (b) biểu thị công thức (2) và tương úng với à = rs /4 và 0 ( nó là sinc rs .t ). Từ đồ thị này, rõ ràng là các đuôi trước và sau của s(t) tách nhanh hơn so với các đuôi của sinc rs .t. Ngoài ra các đặc tính thích hợp khác của s(t) tồn tại khi à= rs /2 là: độ rộng xung có biên độ trùng khít với khoảng cách từ xung này đến xung kia ( 1/rs ) và có các điểm không tại. t = ± (k+1)rs với k = 1,2,..,n. Như vậy, một tín hiệu số có cực được tạo nên từ những xung như thế có các điểm 0 cắt chính xác1/2 sóng giữa các tâm của xung, mỗi lần có một sự thay đổi cực tính. Hình 1.4 (c) miêu tả tình trạng này đối với tín hiệu nhị phân10100110. Các điểm 0 bổ xung này có thể hỗ trợ khi tách tín hiệu định thời (đồng hồ) ra khỏi tín hiệu tin tức. Để giảm giao thoa giữ các ký hiệu cần phải có sự dự tính khi sử dụng bộ lọc có đặc tính hàm biến đổi sin hoặc hàm cosin tăng là tăng yêu cầu độ rộng băng tần,hoặc đối với những xung Nyquist có à =rs/2,giảm tốc độ tín hiệu với rs =B hơn là 2B. Khi truyền tín hiệu tốc độ rsbit/s dùng một thiết bị đặc biệt trong kênh băng gốc có độ rộng BHz, khi sử dụng một băng tần khác cần phải biết tốc độ truyền dẫn này tốt hơn hay xấu hơn tốc độ truyền dẫn khác sinh ra bởi các loại thiết bị khác. Nếu rs là tốc độ bit truyền dẫn đã được chuẩn hoá đối với độ rộng băng tần B của một Hz,lúc đó có thể xác định hiệu quả của hệ thống bằng cách sử dụng đơn vị số bit truyền trên dây trên Hz hoặc bit/sHz. Đơn vị này thường được sử dụng để so sánh các loại hệ thống truyền dẫn số khác nhau sử dụng các mạch điều chế khác nhau. Dựa vào định lý Nyquist nói về độ rộng băng tần tối thiểu đã nói ở trên, người ta đã chứng minh rằng có thể truyền các ký hiệu độc lập có tốc độ rsqua một bộ lọc thông thấp có băng tần B: B = rs/2 (3). Khi truyền nhị phân, thì một ký hiệu truyền đi chỉ chứa 1 bit thông tin, và như vậy tốc độ bit rb bằng tốc độ ký hiệu rs. Do đó: B = rs/2 = rb/2 đối với truyền nhị phân. (4). Khi truyền M mức thì mỗi ký hiệu truyền đi gồm có m bit thông tin, với m=log2M. Tốc độ ký hiệu rs cho bởi rb/m và như vậy độ rộng băng tần của tín hệu thực trở thành: B = rb/2m = rb/(2.log2m) đối với truyền m mức. (5). Ba công thức này rất quan trọng vì nó là bước đầu tiên trong việc xác định độ rộng băng tần cần thiết để truyền luồng số liệu trong dạng đã được mã hoá hoặc không được mã hoávà cho phép xác định hiêụ suất phổ bằng bit/s/Hz. Sử dụng bộ lọc cosin tăng sẽ tăng độ rộng băng tần Nyquist lên B’: B’= B + à =rs/2 + à = độ rộng băng tần thực tế (6). Trong đó à là hệ số biến đổi, B băng tần Nyquist. 1.3.4 Xác suất lỗi Pe trong truyền dẫn số. Đánh giá ảnh hưởng của tạp âm đến chất lượng của hệ thống thông tin người ta sử dụng tỷ số tín hiệu trên tạp âm ở đầu ra và xác suất lỗi.Tỷ số tín hiệu trên tạp âm là một trong những tham số chất lượng quan trọng nhất, nó yêu cầu đo lường và điều khiển trong hệ thống thông tin tương tự, còn tương ứng trong hệ thống thông tin số là Pe. Xác suất lỗi có thể hiểu là: Trong trường hợp một hệ thống thông tin số đầu vào của nó có một dãy ký hiệu, do ảnh hưởng của tạp âm kênh (giả thiết là tạp âm Gauss). đầu ra của hệ thống sẽ có một dãy digit khác. Trong một hệ thống lý tưởng hoặc không tạp âm thì cả hai dãy vào và ra là giống nhau, nhưng trong hệ thống thực tế thỉnh thoảng chúng khác nhau. Toàn bộ chỉ tiêu của hệ thống thông tin số được đo bằng xác suất lỗi ký hiệu Pe, nó có được xác định là xác suất dãy các ký hiệu vào khác với các ký hiệu ra. Trong một hệ thống thông tin số thực tế, giá trị Pe khoảng10-4 -10-7.Có một biểu thức thay thế cho xác suất lỗi, đó là: Mức lỗi trung bình (BER) = Tỷ số lỗi trung bình (BER). = Xác suất lỗi của Pe =Xác suất lỗi Pe. Chỉ tiêu chất lượng Pe là một độ đo chất lượng trung bình của một hệ thống, nhưng nó không chỉ ra tần suất xuất hiện lỗi. Thông thường nó là một đại lượng bắt nguồn từ lý thuyết, nó không chỉ ra bao nhiêu lỗi xuất hiện trong một giây. Trong thực tế sử dụng tỷ lệ bit lỗi (BER) cùng với các khoảng thời gian để tạo nên tính khách quan về chỉ tiêu chất lượng đối với các hệ thống số. Khuyến nghị G.821 của CCITT chỉ ra rằng tính khách quan của chỉ tiêu chất lượng được biểu thị trong các từ: ’’Các tham số chỉ tiêu chất lượng lỗi’’, mỗi một từ trong đó được coi là phần trăm thời gian trung bình của mỗi một khoảng thời gian T0 trong đó BER vượt một giá trị ngưỡng. Định mức phần trăm trên một khoảng thời gian rất dài TL. Khoảng thời gian TL, trong đó định mức phần trăm đã được xác định, không được định rõ,vì thời gian có thể phụ thuộc vào việc ứng dụng. Người ta giả thiết thời gian chuẩn đó là một tháng bất kỳ. Thời gian tổng TL được phân thành 2 phần mang tên là thời gian có khả năng nối được và khả năng không nối được. Người ta sử dụng những BER và những khoảng thời gian sau: BER nhỏ hơn 1:10-6 trong khoảng thời gian T0 = 1 phút BER nhỏ hơn 1:10-3 trong khoảng thời gian T0 = 1 giây. 3. Không lỗi trong thời gian T0 =1 giây (điều này tương đương với khái niệm các giây không lỗi EFS). Mục đích của chỉ tiêu chất lượng trongnhững phút suy giảm chất lượng là ít hơn 10% khoảng thời gian 1 phút có BER xấu nhất là 1:10-6. Điều này dựa trên một khoảng thời gian trung bình của 1 phút. Thời gian trung bình và trừ các lỗi xuất hiện trong các giây lỗi trầm trọng trong khoảng thời gian 1 phút này có thể cho phép qnan hệ với những lỗi xuất hiện đột ngột nhanh thoả mãn phần đặc biệt này của toàn bộ mục đích, nhưng những trường hợp như vậy sẽ được điều khiển đến một phạm vi nhất định bằng mục đích của những giây lỗi trầm trọng. Khoảng thời gian một phút được chia ra thời gian không thể khắc phục được và các giây lỗi trầm trọng từ thời tổng và sau đó liên tục phân nhóm các giây còn lại thành các khối 60. Các khoảng thời gian một giây cơ bản được phân từ một mẫu thời gian cố định. Mục đích chỉ tiêu chất lượng trong các giây lỗi trầm trọng là bé hơn 0.2% của khoảng một giây có BER xấu hơn1:10 -3. Mục tiêu chỉ tiêu chất lượng trong các giây lỗi có ít hơn 8% của khoảng một giây có số lỗi bất kỳ. Điều này tương đương với 92% các giây không lỗi. Mã điều khiển lỗi. Trong hệ thống thông tin số có thể xuất hiện 3 loại lỗi. Đó là : lỗi thay thể, trong đó có một digit gốc được thay bằng một số trạng thái khác, các lỗi bỏ sót, trong đó một kí hiệu đã bị xoá đi khỏi luồng bit; và các lỗi trong đó một ký hiệu giả mạo được xen vào dòng bit, lỗi hay xuất hiện nhất là lỗi thay thế. Tất cả các loại lỗi có thể xuất hiện trong các luồng bit nhị phân hoặc trong một ký hiệu nhiều mức. Vì xác suất lỗi trong truyền dẫn là một hàm trực tiếp của tỷ số tín hiệu trên tạp âm, một vấn đề xuất hiện là nếu vì một lý do nào đó công suất tín hiệu bị giới hạn tại một số giá trị cực đại nào đó, điều đó dẫn tới xuất hiện lỗi với tần suất không chấp nhận được. Trong truyền dẫn số liệu điện báo và facsimile người ta quan tâm nhất việc sử dung mã bảo vệ lỗi, còn đối với tiếng nói thì không có tiêu chuẩn như vậy. Vì hiện nay đang hình thành một mạng số liệu tổng hợp làm cho chúng ta khó mà xác định được phạm vi nào, vùng nào cần bảo vệ lỗi, phạm vi nào, vùng nào không cần. Nhưng điều không thể tránh được là phải đưa ra mã điều khiển lỗi cho toàn bộ các hệ thống để đảm bảo tính linh hoạt của chúng. Dễ nhận thấy có hai điều kiện lỗi khác nhau xuất hiện trong truyền dẫn. Loại đầu tiên là lỗi ngẫu nhiên, giữa các digit lỗi không tương quan. Loại thứ hai là các đột biến lỗi, ở đây phần lớn các digit kế tiếp nhau bị sai lệch. Hai loại này có tính chất phổ biến vì thế người ta sử dụng chúng là yếu tố quyết định của loại mã điều khiển lỗi. Các đột biến lỗi thường xuất hiện từ những thiết bị n._.hư các bộ trộn hoặc các thiết bị mã đường dây, ở đó một lỗi duy nhất được mã thành một từ khác với từ gốc của nó. Điều này dẫn tới xuất hiện thêm các lỗi khác giống như nhân hoặc mở rộng lỗi. Trong thực tế tên thường gọi của loại lỗi này là lỗi mở rộng. Hiệu quả của lỗi mở rộng được đặc trưng bằng khái niệm ‘tỷ lệ lỗi bit tương đương‘ (EBER) trong đó tỷ lệ lỗi bit được đo với điều kiện đã biết nguyên nhân do lỗi mở rộng được giảm bằng một hệ số mở rộng lỗi tới hệ số về tỷ lệ lỗi bit tương đương. Các đột biến lỗi cũng là một đặc thù của truyền đẫ số qua mạng chuyển mạch điện thoại trong đó tạp âm xung chiếm ưu thế hơn so với tạp âm Gauss. Sử dụng rộng rãi các mã bảo vệ lỗi dể bảo vệ các mạch số liệu số và các mạch điện báo. Người ta sử dụng các hệ thống Encription trang bị cho các hệ thốgn quân sự máy tính cùng với thông tin điện thoại bảo mật để bảo vệ các thông tin bằng cách chọn các loại mã thích hợp. Sử dụng các hệ thống này trong phạm vi mã cho thông tin cơ sở dữ liệu là khác với mã để bảo vệ lỗi hoặc phát hiện lỗi. Mã điều khiển lỗi thường được tạo nên bằng các modem đấu nối của điện thoại hoặc một kênh thông tin của đường dây hơn là trong hệ thống vô tuyến chuyển tiếp đường dài, người ta cũng đánh giá và thử nghiệm một số mã sửa sai khác nhau trên các hệ thống HF, đối lưu và vệ tinh. 1.3.6 Tái sinh tín hiệu số. Quá trình cho phép truyền dẫn số tốt hơn truyền dẫn tương tự, đó là quá trình tái sinh tín hiệu. Tái sinh là một quá trình trong đó một tín hiệu số đã bị méo và bị tiêu hao được tái tạo lại thành biên độ và dạng sóng đúng của nó. Quá trình này có thể đưa đến một định nghĩa khác của truyền dẫn số, vì tất cả truyền dẫn số đều cần được tái sinh tại một số điểm trên đường truyền dẫn. Đối với một chuỗi tuyến truyền dẫn số, các bộ phận tái sinh có mặt ở các mạch của bộ thu băng gốc để tiền khuyếch đại và sửa dạng tín hiệu vào đã bị tiêu hao, tán xạ và tạp âm xâm nhập vào trước lúc tách sóng. Bộ tách sóng thực chất là một bộ tách sóng ngưỡng, nó tạo nên ở đầu ra một xung xác định rõ ràng. Mạch tách sóng cũng có thể hoạt động dựa vào các dạng tín hiệu mà nó gần giống hình sin. Mạch này bao hàm một bộ khuyếch đại băng gốc, bộ lọc băng gốc mà độ rộng băng tần của chúng không cần phải lớnnhư lúc yêu cầu để truyền dẫn một xung và như vậy tạp âm đầu ra của băng gốc giảm xuống. Giảm độ rộng băng tần của bộ khuyếch đại băng gốc của máy thu làm nới rộng phổ xung, dẫn tới giảm liều lượng cho phép giao thoa giữa các ký hiệu và như vậy tăng khó khăn khi tạo nên ngưỡng quyết định. Kết quả tất yếu sẽ làm cho đồ thị hình mắt đóng lại. Thiết kế bộ tái sinh phải dung hoà giữa vấn đề giảm giao thoa khi nới rộng băng tần và tăng tạp âm nhiệt, điều đó cũng sẽ tăng các ảnh hưởng của trượt thời gian do ảnh hưởng của tạp âm đến ngưỡng quyết định. Trong vô tuyến số, bộ tái sinh thường được bố trí trong các mạch tách bit, nó đưa vào sau bộ giải điều chế và các tầng cân bằng ngang. Phù hợp với hình 1.5 (b) các tín hiệu đường dây vào qua biến áp đường dây và các mạch cân bằng đến một bộ khuyếch đại. Từ bộ khuyếch đại này có hai đầu ra ngược pha nhau đưa vào bộ tách sóng ngưỡng. Đồng thời hai đầu ra này cũng được mắc và đưa đến mạch đồng hồ. 1.3.7 Khôi phục thời gian và tách sóng ngưỡng. Mạch khôi phục thời gian hay còn gọi là mạch khôi phục đồng hồ được chỉ ra trong hình 1.5 (b), nó nhận các bit số liệu vào ở tốc độ bit đường dây và nó làm hoạt động một mạch cộng hưởng nối tiếp hoặc đưa đến một vùng khoá pha. Mạch được thiết kế sao cho ở đầu ra không có các xung đường dây. Mạch đồng hồ trong trường hợp này tạo ra hai sóng vuông ở đầu ra ngược pha nhau để điều khiển các mạch tái tạo thời gian. Khi đầu vào của một bộ tách sóng ngưỡng có tín hiệu 1 thì nó hoạt động. Sau đó ‘1’ được truyền đến đầu ra của nó. Vì tín hiệu đầu vào của các bộ tách sóng ngược pha nhau, vì vậy tại thời điểm xác định thì chỉ có một bộ tách sóng hoạt động. Đầu ra của bộ tách sóng hoạt động sau đó được đưa đến một mạch flip- flop loại D bao gồm mạch tái tạo thời gian. Khi đầu vào D ở mức cao (‘1‘) và hai trạng thái ổn định được chốt, ‘1‘ này được truyền đến đầu ra Q. Trạng thái này được duy trì cho đến lúc khi đầu vào xuất hiện một xung xoá đường đi vào. Vì các xung đồng hồ và các xung xóa là ngược pha nhau, nên các đầu ra Q từ các mạch tái tạo thời gian tạo ra dạng tín hiệu thời gian đã được khôi phục của tín hiệu vào. Sử dụng biến áp ra để tạo nên tín hiệu song cực giống như đã xuất hiện trên đầu vào của bộ tái sinh và để phối hợp trở kháng với đường dây. Hình 1.5 (c) chỉ ra sơ đồ khối của một bộ lặp IF vô tuyến số 140Mbit/s, trong đó chúng ta có thể nhìn thấy các mạch tách bit chứa bộ tái sinh. Hình 1.5 (d) chỉ ra một thiết bị đầu cuối thông thường. Các mạch tái sinh được thể hiện trong phần thu. Chương II - Điều chế và giải điều chế trong vi ba số Bộ điều chế số và giải điều số là một phần của máy thu và máy phát vi ba số. Điều chế là phương pháp mà người ta đưa tín hiệu của tin tức cần gửi đi vào khống chế dòng cao tần của máy phát làm cho dòng của máy phát biến đổi theo qui luật của tin tức cần gửi đi. Dòng cao tần tổng quát có dạng: i = Im cos ( wt + j0 ) Trong đó: Im: biên độ w: tần số góc ( w = 2pf ), f: tần số dài j = ( wt + j0 ): Góc pha toàn bộ Tín hiệu của tin tức đưa vào điều chế làm cho một trong ba tham số đó của dòng cao tần thay đổi, người ta có các tên gọi khác nhau: Điều biên Điều tần Điều pha 2.1 Điều chế trong vi ba số. Tín hiệu là một dãy xung nhị phân cho nên việc điều chế trong vi ba gọi là điều chế số. Trong một máy phát số, bộ điều chế xắp xếp chuỗi digit nhị phân thành một bộ tương ứng M biên độ sóng mang gián đoạn, pha sóng mang hoặc di tần gián đoạn từ tần số sóng mang hình sin. Những sự khác nhau theo sự xắp xếp này đã đưa ra ba loại điều chế khác nhau. Các phương thức điều chế đó là: Điều biên số: (ASK) còn gọi là khoá dịch biên độ Điều tần số: (FSK) gọi là khoá dịch tần số Điều pha số: (PSK) còn gọi là khoá dịch pha Ba phương thức trên đây là các phương thức cơ bản của điều chế số.Trong thực tế ứng với từng phương thức có thể thực hiện nhiều kiểu khác nhau. Các dạng điều chế khác thường được dùng trong truyền dẫn vi ba số là tổ hợp PAM và PSK,và gọi là: Khoá pha biên độ (APK). 2.2 Phương pháp điều biên số: (ASK) Khoá dịch biên độ. Hình vẽ minh hoạ quá trình điều chế biên độ một sóng mang với tín hiệu nhị phân 10101101. Nếu nguồn số có M trạng thái hoặc mức và mỗi một mức đại diện cho một chu kỳ T thì dạng sóng đã điều chế tương ứng với trạng thái thứ i là Si(t) đối với điều biên xung (PAM) hoặc theo kiểu khoá dịch biên độ (ASK) sẽ là: Si(t) = Di(t). A0. Cosw0t Trong đó Di(t) là mức thứ i của dạng sóng nhiều mức có độ rộng T. Giả sử số mức giới hạn là hai như là đối với tín hiệu số nhị phân và như vậy tần số sóng mang tương quan đến độ rộng T của dạng sóng vuông nhị phân như sau: w0 =2np / T. Dẫn tới mật độ phổ công suất (psd) có biểu thức: psd ASK = (A2 /16) [ d( f-f0) + d(f+f0) + sin2 p T(f-f0)/ p2T(f-f0) + +sin2p T (f+f0)/p2T(f+f0)] Chú ý rằng nếu sử dụng một bộ lọc tương đươngtrong đó f0 = 0 thì nói chung phổ ra sẽ không có bất kỳ một suy hao nào sẽ là: psd ASK = (A2/16) [ d(f+f0) + sin2 p T (f+f0)/p2 T(f+f0) Phổ đối với biểu thức trên có hai phần: Phần một gồm các hàm denta Dirac bao hàm các thành phần phổ giánđoạn cách nhau những khoảng tần số 1/T. Những thành phần tần số gián đoạn này biến mất nếu như chuỗi nhị phân có giá trị trung bình bằng 0 hoặc với một tín hiệu M mức khi mỗi mức M gần như bằng nhau. Điều đó cho phép tín hiệu phổ của tín hiệu điều chế số được chọn trong khi thiết kế hệ thống bằng cách chọn thích hợp chuỗi tin được truyền đi. Phần thứ hai là phổ liên tục mà dạng của nó chỉ phụ thuộc vào đặc tính phổ của xung tín hiệu. Đối với trường hợp đơn giản digit nhị phân được biểu thị trong phương trình, xung của thành phần phổ gián đoạn chỉ tồn tại ở tần số sóng mangdo có các điểm 0 của phổ cách nhau những khoảng tần số 1/T. Phổ vẽ trên hình chứa 95% công suất của nó trong độ rộng băng 3/T hoặc 3x (tốc độ bit). Độ rộng băng có thể giảm bằng cách dùng xung cosin tăng. Kết quả là các điểm 0 của phổ xuất hiện ở những khoảng f0 ± n/T, ở đây n =1,2...Do đó tất cả các thành phần phổ gián đoạn biến mất trừ khi f = f0 và f = f0 ± 1/T. Phổ của xung cosin tăng có búp chính rộng hơn làm cho độ rộng băng ASK bằng xấp xỉ 2/T. Việc thu tín hiệu ASK đã phát đi có thể đạt được bằng hai cách: Cách 1 là giải điều chế kết hợp dùng các mạch phức hợp để duy trì kết hợp pha giưã sóng mang phát và sóng mang nội. Cách 2 là quá trình giải điều chế hình bao không kết hợp. Mã nhị phân 1 0 1 0 1 1 0 1 Hình 2.1 - Điều chế ASK đối với tín hiệu nhị phân nhị phân 10101101 xung p(t) A2 16 -3/T -2/T -1/T 1/T 2/T 3/T f0-3rb f0-2rb f0-rb rb f0+rb f0+2rb f0+3rb Hình 2.2 - Mật độ phổ công suất của tín hiệu ASK nhị phân 2.2.1 ASK kết hợp. Với tách sóng kết hợp máy thu được đồng bộ với máy phát điều đó có nghĩa là độ trễ phải được máy thu nhận biết. Sự đồng bộ lấy từ thời gian được thiết lập trong tín hiệu máy thu và thường chính xác đến ±5% của chu kỳ bit T. Thêm vào thời gian trễ t, pha sóng mang f = w0t cũng phải xét đến khi sử lý tín hiệu thu vì độ trễ t biến thiên theo tần số sóng mang của máy phát ước tính 5%T và những biến đổi trong thời gian truyền sóng đối với sóng mang đến máy thu là giá trị không thể xác định được đối với bất kỳ trường hợp nhất định nào. Đối với những hệ thống tách sóng kết hợp thực tế pha sóng mang là một lược ước tính ở những nơi các dạng sóng tín hiệu M khả năng có thể phát đi được thì bộ giải điều chế phải quyết định xem khả năng nào thực tế đã phát đi. Vì tạp âm cộng vào với tín hiệu nên có xác suất vô định, có thể trạng thái tín hiệu thứ i bị nhầm sang các trạng thái bên cạnh gần nhất. Xác suất của lỗi xác định là cực tiểu nếu như bộ giải điều chế lựa chọn tín hiệu thu được có xác suất lớn nhất của tín hiệu Si và xử lý như là tín hiệu đã được phát đi. Chiến lược quyết định này gọi là ‘tiêu chuẩn cực đại hoá hậu xác suất‘ (MAP) và đã chứng tỏ là tối ưu đối với tạp âm Gaussian ‘trung bình - không‘. Và các trạng thái có khả năng như nhau. Có hai loại giải điều chế tối ưu: loại thứ nhất là loại tương quan - chéo và loại thứ hai là loại lọc phối hợp. Hình vẽ minh họa hai loại điều chế này. Với một tín hiệu ASK nhị phân, máy thu trên sơ đồ có thể dùng tách sóng kết hợp. Mạch thiết thực là bộ giải điều chế lọc - phối hợp có tín hiệu đầu vào thu được Si(t) cùng với tạp âm trắng n (t) đã thêm vào trong quá trình truyền dẫn. Máy thu sau khi lọc bỏ tạp âm và hạn chế giữ lại tín hiệu theo độ rộng băng yêu cầu (2/Tá3T) sau đó nhân (trộn) với tín hiệu nội Accosw0t. Bộ dao động nội có thể được biểu thị bằng hiệu số của trạng thái dạng sóng tín hiệu S1(t) - S0(t) được đồng bộ một cách cẩn thận với tần số và pha của sóng mang thu được. Tín hiệu sản phẩm này sau đó được tổ hợp nhờ mạch ‘ tổ hợp và gom lại ‘. Sử dụng mạch này nhờ một bộ tích phân hoàn hảo khó có thể xây dựng được. Đầu ra của mạch tổ hợp được so với ngưỡng đặt ở giữa trị số U1 và U0 là với trường hợp khi S1(t) thu được không có tạp âm, bộ tổ hợp tính toán và đưa sang bộ tách sóng quyết định. Trị số của U1: U1 = ũ Si 2 (t)dt - ũ So (t)dt . S1(t)dt Và khi So(t) đã thu được: Uo = ũ So(t). S1(t)dt - ũ So 2 (t)dt C2 Chọn biên độ tuyệt đối cực đại và ký hiệu thích ứng ± 1 X + ũ(.)dt Abs Signal f3 ã ã C3 X + ũ(.)dt Abs Signal f1 ã ã C1 X + ũ(.)dt Abs Signal f2 ã ã X + ũ(.)dt Abs Signal f4 ã ã C4 a) Tương quan chéo Ma trận quyết định ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ................................. S(t) Quyết định Hình 2.3 - Các bộ điều chế tối ưu b) Lọc phối hợp ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ X ồ b R ã ã ã ã C n(t) S(t) S1(t) – S0(t) = Accosw0t Hình 2.4 - Bộ giải điều chế kết hợp nhị phân ASK Nếu U1> Uo tức là mức vào lớn hơn mức ngưỡng thì bộ tách sóng sẽ xác định S1(t) là tín hiệu được phát đi tương tự nếu mức vào nhỏ hơn mức ngưỡng quyết định So(t)được phát đi. Hai dạng sóng tín hiệu nhị phân ASK có thể được biểu thị: S1(t) = A1 cosw0t So(t) = Ao cosw0t Phân biệt những sóng này ở đầu ra bộ tích phân xác định độ chênh lệch D về mức cũng giống như xác định độ chênh lệch các mức lượng. Như vậy: D = ỳ U1 –Uo ỳ = ũ [ S1(t) - So(t) ]2 dt Trị số U1 vượt quá ngưỡng D/2 và Uo nằm dưới ngưỡng D/2 thay biểu thức có thể tìm được trị số D đối với tín hiệu ASK D = (A1 - Ao)2 ũ cos2w0tdt = (A1- Ao)2(T/2) = Ac2.T/2. Trong trường hợp không có tổn hao biên độ. Như vậy việc đặt ngưỡng tách sóng tối ưu sẽ là: (ngưỡng)opt = (U1-Uo)/2 = Ac2T/4 = D/2 Vì tín hiệu S1(t) có ở đầu vào máy thu trung bình chỉ một nửa thời gian công suất tín hiệu thu trung bình. SAV = Ac2/4. * Xác suất lỗi Pe. Khi tạp âm gaussian của phương sai s2 được đưa vào mạch quyết định một mức sai có thể được tách ra. Phương trình: Pe = P(1).P(0/1) + P(0).P(1/0) Nên: Pe = P(1)P(nD/2) Trong đó n là công suất tạp âm Giả sử các digit có xác suất như sau, từ phương trình trên ta có: Pe = P (n>D/2) = (1/ệ2ps) ũ exp ( -n2/2s2 ) dn = (1/2)erfc D /2ệ2s Trong đó s2 là phương sai của phân bố công suất tạp âm. Điều này phải liên hệ với ngưỡng tách sóng tối ưu để biểu thị xác suất lỗi dưới dạng tỷ số của sóng mang vào chưa điều chế trên tạp âm C/N. Công suất tạp âm có mặt ở đầu vào máy thu càng biểu thị thích hợp hơn như công suất trên tần số đơn vị sẽ bảo đảm dù cho các bộ lọc tồn tại. Mật độ phổ tạp âm đi qua chúng cũng không tác dụng. Theo cách xử lý này tạp âm sẽ được xem là như nhau trong toàn dải phổ, mật độ xung song biên h watt/Hz là giá trị không đổi trong toàn băng được xem xét. Như vậy công suất tạp âm đi qua một bộ lọc lý tưởng với tăng ích bằng 1và độ rộng băng song biên (2B = W) là hB Watts. Điều này cũng tương đương đối với độ rộng băng đơn biên B được nhân lên với mật độ phổ tạp âm h. Trong chương này những ngiên cứu cho ta các phương trình về những giá trị C/N dựa trên tạp âm song biên. Các đồ thị cũng chỉ rõ độ rộng băng tạp âm song biên, giả sử giải điều chế đối với IF độ rộng băng RF sẽ lấy trung điểm là tần số trung tâm của IF. Trường hợp xác suất lỗi ASK yêu cầu đề cập đặc biệt vì xác suất lỗi đã được tính toán trên cơ sở chỉ một nửa công suất được phát đi. Để thực hiện việc so sánh với những sơ đồ điều chế khác, công suất này đã được nhân đôi đối với các đường cong trên sơ đồvà phương trình PeASK nhị phân. Những phân tích trước đây không được chặt chẽ và chỉ giới thiệu để biểu thị ngắn gọn là những phương trình Pe đã được rút ra. Tạp âm đi vào mạch quyết định trong sơ đồ lấy từ: n0 (t) = ũ n(t)[S1(t) – S0(t)]dt Vì tạp âm này có bình quân không lấy từ phương trình s2 = E(x2) - [E (x)]2, là phương sai được lấy ra từ: N0(t)= E[n02(t)] = s2 = (1/2)(h/2) ũ [S1(t) – S0(t)2dt = (h/4).D. Như vậy ta có: s2 = (h/4).D Pe = 1/2 erfc [(.D/2h)1/2] Giả sử công suất sóng mang chưa điều chế là Ac2/2 và như phân tích ngẵn gọn ở trên suy ra là tạp âm Gausian cộng thêm vào tín hiệu đã điều chế sẽ nằm trong một độ rộng băng bằng độ rộng băng Nyquist song biên và với độ rộng băng bằng tốc độ bit rb. Sau đó sử dụng các phương trình ta có tỷ số sóng mang trên tạp âm (C/N) ở trong độ rộng băng Nyquist song biên là: C/N = D/h . W/rb = D/h 2 D/h < rb /W = 2D/h Từ đó việc biểu diễn xác suất lỗi của một tín hiệu ASK nhằm mục đích so sánh PeASK nhị phân = (1/2) erfc [(1/2)(W/rb)1/2(C/N)1/2]. Phương trình này được vẽ trên sơ đồ, đối với độ rộng băng tạp âm W, tốc độ bit rb, xác suất thực khi dùng nửa công suất sóng mang là: PeASK nhị phân = (1/2) erfc [(1/2)(W/rb)1/2(C/2N)1/2]. ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ồ Tách sóng ngưỡng Tách sóng hình bao S(t) Ra n (t) [1 Tốc độ bit] Hình 2.5 - Sơ đồ khối bộ giải điều chế không kết hợp Rayleigh Rice 0 AC/2 Xmin AC x Hình 2.6 - Rayleigh và rice pdfs đối với tạp âm giải điều chế ASK không kết hợp và hình bao cộng với tạp âm 2.2.2 ASK không kết hợp. Tách sóng hình bao thực hiện đơn giản hơn thực hiện tách sóng kết hợp vì sự kết hợp pha tín hiệu không yêu cầu trong quá trình tách sóng. Bộ tách sóng hình bao đơn giản được thực hiện tiếp sau các bộ khuyếch đại IF hoặc ở những chỗ không có tầng chuyển đổi sau bộ lọc băng vào RF . Ta sét sơ đồ khối một bộ điều chế không kết hợp ASK như hình 2.7. Hệ thống tách sóng bao gồm một bộ lọc thông băng phối hợp với dạng sóng vào nhị phân I ASK như sơ đồ trước, theo sau là một bộ tách sóng hình bao và một bộ tách ngưỡng (chuyển đổi A/D). Giả sử bộ lọc có độ rộng băng hai lần, tốc độ bit là 2/T và tần số trung tâm w0 thì dạng sóng nhị phân vào I ASK sẽ không bị méo quá mức. Công suất tạp âm ở đầu ra bộ lọc tìm được ở phương trình: N0 = s2 =hB là: n(t) = s2 =hB = 2h/T Tính xác suất lỗi gồm hai pdfs. Khi một zero ASK được phát đi, hình bao đạt được ở đầu ra bộ tách sóng hình bao có pdf (fo) Rayleigh trong phương trình: -> fo = (x/s2) exp(-x2/2s2) , x>0 pdf thứ hai là Rice pdf (f1) khi có một nhị phân ASK được phát đi và được biểu thị trong: f1 = [ (x/s2)I0 .(xAc/s2) exp {-(x2 + Ac2)/ (2s2)} , x>0 Trong đó I0 =I0(u) là hàm Bessl biến cải của loại thứ nhất và cấp zero xác định bằng: I0(u) = (1/2p)ũ exp[u.cos(v)]dt. Hình vẽ minh hoạ hai loại pdf và trị số của x sinh ra tạp âm thấp nhất ở đầu ra tách sóng hình bao và do đó xác suất thấp nhất của lỗi. Tài liệu cung cấp cho ta đạo hàm chi tiết xác suất lỗi của bộ tách sóng không kết hợp ASK và chưngs minh rằng xác suất lỗi cực tiểu xuất hiện khi : Xmin = (Ac/2) [1+8 s2/Ac2] 1/2 Xác suất lỗi cho trong biểu thức: Pe(ASK) không kết hợp > (1/2)[1+(1/sAc)(2/p)1/2]exp(-Ac2/8s2) > (1/2) exp(-Ac2/8s2) Nếu Ac >>s ( tạp âm song biên) Cũng có thể tìm được giới hạn đường biên thấp hơn do đó Pe đối với trường hợp tạp âm song biên cho trong biểu thức: Exp[(-1/4)(w/rb)(C/N)]> Pe > (1/2) exp[(-1/4)(w/rb)(C/N)] Nếu Ac >> s Biểu thức này được biểu diễn trong sơ đồ, đối với độ rộng băng tạp âm dải điều chế w bằng tốc độ bit rb. Vì sóng mang mở và đóng theo dạng sóng nhị phân nên loại điều chế này được hiểu là khoá tắt mở (0 0k) hoặc sóng mang được mở hoặc đóng hoàn toàn. Nếu tín hiệu nhị phân hai cực sinh ra một sự đảo về biên độ sóng mang sao cho nhị phân 1 tạo ra được một sóng mang với biên độ +Ac và nhị phân không tạo được một sóng mang với biên độ - Ac. Kết quả sẽ có một loại điều chế khác quan trọng như ta đã biết là khoá dịch pha (PSK). Ta có thể thấy trên sơ đồ là cả hai phương pháp tách sóng ASK kết hợp và không kết hợp hầu như tạo ra các kết quả như nhau. Sự khác nhau giữa trị số C/N nhỏ hơn 1.5dB khi Pe ằ 10-3 và sẽ cải thiện khoảng 0,5 dB ở những giá trị nhỏ nhất của Pe. Phương pháp tách sóng không kết hợp hay tách sóng hình bao yêu cầu một tỷ số C/N cao hơn đối với cùng tỷ lệ lỗi bit như loại ASK kết hợp, không phải là phương pháp điều chế dùng rộng rãi vì phương trình : Sav = Ac2/4 chỉ ra rằng công suất trung bình của tín hiệu điều chế bị giảm. Khi ASK kết hợp so sách với khoá dịch pha và tần số, vấn đề trở nên rõ ràng vì những kỹ thuật điều chế này sử dụng hoàn toàn đầy đủ sóng mang. Xét thêm về công suất xác suất lỗi kém hơn khoảng 3 cấp so với một hệ thống băng gốc được thiết kế cẩn thận. Sự lọc không hoàn hảo và những chi phí cộng thêm những khó khăn kết hợp cùng với việc tạo nên những bộ lọc thông băng phối hợp. Tất cả những cái đó dẫn đến sản phẩm ra không tốt khi so sánh với những hệ thống điều chế khác. 2.2.3 ASK M trạng thái (M-ary). Các hệ thống ASK M trạng thái đều không thông dụng và ít khi tìm thấy trong danh mục của các hãng chế tạo. Xác suất lỗi P của các hệ này dựa trên các lỗi ký hiệu và không phải lỗi bit. Vì mỗi kí hiệu gồm có log2 Mbit, tỷ số lỗi bit nằm giữa Pe /log2 M và Pe, mối tương quan tuỳ thuộc vào loại mã đã sử dụng. Cũng vậy do tốc độ bit cao hơn M trạng thái để nhằm mục đích so sánh độ rộng băng phải hạ tỷ lệ xuống và cả tỷ số sóng mang trên tạp âm và Pe cũng đều hạ tỷ lệ xuống cùng một lượng. Đối với trường hợp kết hợp : PeASK kết hợp = [(M-1)/M] erfc [(3/4).1/(M-1).1/(2M-1)(w/rs)(C/N)]1/2 Trong đó M là hệ số méo của biên độ sóng mang mà tín hiệu số đã mã vào đó. Với tín hiệu nhị phân M=2 và phương trình trên rút ngắn lại. C/N = antilog [C/N dB/10] để chuyển thành một tỷ số. Công suất tạp âm song biên được sử dụng vì kỳ vọng rằng sóng mang sẽ nằm ở giữa băng có bộ lọc thông băng thu và có độ rộng băng bằng hai lần tín hiệu tin tức, đó là: W = rs = rs/log2 M. Đối với trường hợp không kết hợp: exp[(-3/4)1/(2M-1)1/(M-1)(w/rb)(C/N)1/2]>PeASK không kếy hợp PeASK không kết hợp >(1/M)exp [(-3/4)1/(M-1)1/(2M-1)(w/rs)(C/N)]1/2 Với Ac >> s 2.3 Điều pha số (PSK) - Khoá dịch pha. Hình vẽ minh hoạ quá trình điều chế pha một sóng mang với tín hiệu nhị phân 10101101. Trong PSK nhị phân có hai loại sóng có thể biểu thị bằng: S1(t) = A cosw0t S0(t) = -A cosw0t = A cos(w0t + p) S1(t) đại diện cho nhị phân 1 và S0(t) đại diện cho nhị phân 0. Như đã nói trước đây biên độ sóng mang của một sóng mang ASK lúc tắt lúc mở. Còn đối với PSK, biên độ giữ nguyên không đổi trong quá trình truyền dẫn nhưng bị chuyển giửatạng thái +A và -A, như vậy hoàn toàn tương phản trạng thái -A có thể tương ứng khi có một pha thay đổi 1800 như đã chỉ rõ trong phương trình. Tuy nhiên yêu cầu độ rộng băng đối với ASK và PSK là giống nhau thể hiện rõ trong hàm mật độ phổcông suất. Ta có biểu thức: P(f)PSK = (A2/4).sin2 p T (f-f0)/p2T (f-f0)2 + sin2pT (f+f0)/p2T (f+f0)2 So sánh với phương trình psd ASK ta thấy rằng chỉ có sự khác biệt giữa hàm mật độ phổ công suất P(f)PSK và hàm mật độ phổ công suất đối với ASK là phổ PSK không chứa denta Dirac hay các hàm xung ở tần số mang và đó là dạng điều chế nén sóng mang. Hình vẽ biểu diễn mật độ phổ công suất của tín hiệu ASK nhị phân, đồ thị này có thể được xem xét dưới dạng phổ ASK nếuP(f) là A2/4 đối với fo và xung ở fo bị di chuyển đi. Như với ASK việc thu tín hiệu PSK đã được phát đi có thể đạt được bằng hai cách. Cách1: Là giải điều chế kết hợp nói chng sử dụng mạch như sơ đồ khối trong đó các mạch phục hồi sóng mang bảo đảm tín hiệu nội(gốc) đồng bộ về pha đối với tín hiệu tới. Cách 2: là mã hoá vi sai PSK (D PSK) trong đó đối với D PSK nhị phân i được phát đi bằng cách dịch pha sóng mang 180o tương đối so với pha sóng mang trong khoảng tín hiệu trước đó. Giải điều chế thực hiện được nhờ so sách pha của tín hiệu thuở hai khoảng thời gian liên tiếp. Hình 2.7 - Sơ đồ khối bộ điều chế kết hợp PSK X ũ Tách ngưỡng Khôi phục Sóng mang Đồng bộ S(t Vào 2.3.1. PSK kết hợp ( C PSK ). Hình vẽ là sơ đồ khối bộ giải điều chế, tín hiệu đến S1(t) đi vào cácc mạch khôi phục sóng mang, lấy ra tín hiệu dao động nội cùng pha với tín hiệu đến . Tín hiệu dao động có thể biểu thị bằng: S1(t) - S2(t) =2 cos w0t Tín hiệu này phân tích khi dùng mạch ‘tích phân và gom‘. Các thành phần tín hiệu ở đầu vào tách sóng biểu thị: U1 = ũS12(t) dt - ũS0(t). S1(t)dt = + A2T Và đối với việc thu của S0(t): Uo = ũS0(t) .S1(t)dt - ũS02(t)dt = - A2T Có thể tìm được trị số D đối với tín hiệu nhị phân PSK bằng phương trình: D = 2 A2T = 2A2/rb Tính được ngưỡng tách sóng tối ưu: (ngưỡng tối ưu) ppt = (U1 + U0)/2 = 0 là độc lập với cường độ sóng mang ở đầu vào thu. Vì sóng mang có mặt tại mọi thời điểm nên công thu trung bình là: Sav = A2/2 = C Xác suất lỗi Pe Tạp âm đi vào mạch quyết định được định bởi N = h.B Trong đó 2B = W là độ rộng băng tạp âm song biên. Pe PSK = 1/2 erfc [(C/N) ( ư/rb0 cos2j]1/2 2.3.2 PSK vi sai kết hợp (D PSK). Sơ đồ khối của máy thu trong giải điều chế D PSK . Trong hệ thống này máy phát dịch pha sóng mang đi 1800 so với pha trong khoảng tín hiệu trước đó, một khi digit nhị phân 1 đã được phát đi. Máy thu giải điều chế tin tức nhị phân bằng cách so sánh pha của tín hiệu thu với pha trước đó trong khoảng trước. Ưu điểm của hệ thống này là giải mã sóng mang đã điều chế mà không cần tín hiệu dao động nội kết họp. Vì vậy sơ đồ điều chế PSK vi sai kết hợp có thể xem như một loại không kết hợp của sơ đồ PSK kết hợp đã nói trên đây. (Tạo các tín hiệu D PSK được minh họa trên hình vẽ). Để ví dụ, tín hiệu nhị phân phát đi được chuỗi b’(t) một digit và lúc bắt đầu của chuỗi chọn tuỳ ý. Những digit kế tiếp trong b’(t) được xác định theo biểu thức: B’k = b’k-1 .bk + b’k-1 . b’k Trong đó A+B = AB + AB chính là biểu thức Bool ‘hoặc-loại trừ‘. Có thể xác định được chuỗi mã hoá b(k) sử dụng mã nhị phân 10101101 như ở trong bảng mã hoá vi sai. Xử lý logic Đ.khiển mức X Trễ T Số liệu nhị phân b’(t) s(t) Hình 2.8(a) - Bộ điều chế DPSK b(t) 0 1 ± Acos w0t b(t-T) ± Acos w0t Hình 2.8 (b) - Bộ giải điều chế DPSK ồX Lọc giới hạn Tạp âm X ũ Mạch q. định Trễ Đồng bộ Lâý mẫu n(t) s(t) Ra Trước khi chuỗi vi sai b(t) xuất hiện ở đầu vào bộ dịch mức, mức vào giữ mức điện áp cố định phù hợp với một trạng thái logic nhị phân. Trong ví dụ đã cho tuỳ mức tuỳ chon tương ứng với mức nhị phân 1 chuỗi vi sai b(t) sau khi có mức logic của nó đổi từ giá trị điện áp dương sang âm, bộ dịch khoá pha sóng mang đi vào bộ điều chế cân bằng. Đầu ra bộ điều chế sóng mang thay đổi pha khi b(t) thay đổi. Lý do tại sao pha phát đi dịch 00 khi được phát đi thay vì dịch 1800 là để đề phòng một sóng mang không chứa dịch pha và có phổ tương đối hẹp sảy ra nên một chuỗi dài ‘0‘ được gửi đi. Khi 1 được phát đi truyền dẫn l + p radian với l chọn bằng p radian và truyền dẫn l radian khi ‘0‘ đượcphát đi cho phép pha sóng mang bị dịch ở từng khoảng tín hiệu ngay cả khi một chuỗi dài ‘0‘ được gửi đi . Kết quả này được thể hiện trong phổ tín hiệu với độ rộng phổ xấp xỉ bằng 1/T . Các thành phần phổ sóng mang được sử dụng trong một số trường hợp để duy trì đồng bộ thời gian ở máy thu. Phương pháp khôi phục tín hiệu nhị phân cùng một sóng mang D PSK minh hoạ trong hình vẽ. Tín hiệu vào S1(t) cộng với tạp âm n(t), trước hết được lọc để hạn chế công suất tạp âm sau đó đi qua bộ nhân hoặc bộ hiệu chỉnh, ở đó nó được nhân số đảo bit tín hiệu trễ của tín hiệu vào. Tín hiệu của bộ nhân đi qua bộ phân tích hay bộ lọc thông thấp để tách ra hai tần số mang từ dạng sóng tín hiệu và tiếp đến đi vào mạch quyết định trong đó nó so sánh với điện áp zero . Việc quyết định thu được 1 hay 0 tuỳ thuộc vào điện áp ra bộ nhân dương hay âm. Những ưu điểm của hệ thống DPSK với PSK là mạch điện không phức tạp để tạo nên sóng mang nội ở máy thu. Tạp âm xảy ra trong so sánh pha (chuẩn pha ) trong quá trình truyền dẫn có xu hướng bị khử bỏ và sự suy yếu chất lượng không lớn như lúc xuất hiện nhưng việc xác định bit trong mạch quyết định có thể dựa vào tín hiệu thu được trong hai khoảng liên tiếp nhau, tạp âm trong khoảng 1 bit có thể gây ra lỗi đối với các yếu tố xác định 2 bit. Như vậy có một yếu tố tăng lỗi trong đó các lỗi bit có khuynh hướng xuất hiện từng đôi. Tỷ số lỗi của DPSK do đó sẽ lớn hơn PSK 1 hoặc 2dB cùng một tỷ số sóng mang trên tạp âm. 2.3.3 PSK M trạng thái (M.ary). Loại sơ đồ điều chế này là một trong những sơ đồ thông dụng nhất trong truyền dẫn vi ba số. Nhất là điều chế 4 PSK hay PSK cầu phương (QPSK). Cũng như trong các hệ thống băng gốc PAM, sơ đồ tín hiệu trạng thái được sử dụng để truyền dẫn m tín hiệu số riêng biệt qua mộtkênh hạn chée đơn biên bằng cách thay đổi pha sóng mang theo M (bước) bậc gián đoạn. Ưu việt của điều chế sóngmang máy phát với tín hiệu số khác biệt đến từ M nguồn khác biệt có tốc độ bit thấp hơn và độ rộng băng vẫn giữ nguyên. Chuyển nối tiếp song song Điều chế cân bằng Điều chế cân bằng Dịch pha 900 Lọc băng ồ fs = fb/2 fs = fb/2 ±A/ệ2 cos 2pf0t ±A/ệ2 sin 2pf0t ~ A/ệ2 cos 2pf0t -A/ệ2 sin 2pf0t Đến máy phát Trạng thái véc tơ 1800 00 00 900 Tín hiệu vào 11 01 00 10 Đồ thị véc tơ -fb NRZ Hình 2.9 (a) Bộ điều chế QPSK 900 Trạng thái véc tơ 2700 ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ Chuyển song song nối tiếp Lấy mẫu Lấy mẫu Đồng bộ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ Bộ dịch pha Hồi phuc sóng mang Chia công suất Lọc băng ra Tín hiệu thu X Q Hình 2.9 (b) - Bộ giải điều chế QPSK Ví dụ xét một luồng bit nhị phân có xác suất ‘1 ‘ và ‘ 0 ‘ như nhau và tốc độ bit là rb /s. Độ rộng băng chứa 99% công suất cân có để phát tin tức này bằng PSK và thu theo PSK kết hợp hay DPSK với các dạng sóng khác nhau, sẽ là: Độ rộng băng 99% nhị phân PSK = 19,3 rb (vuông) = 3,74 (sin) = 2,96 (cosin - tăng) = 3,28 (tam giác) Bây giờ ta xét trường hợp trong đó luồng bit nhị phân này được tạo mã trên sóng mang để cho M trạng thái pha khác nhau. Số lượng bit mã hoá cần để làm điều này lấy từ log2M. Do dố tốc độ ký hiệu rb của tín hiệu mã hoá dùng trong truyền dẫn cũng tính gần đúng theo log2M: rs = rb (log2M) Vì thế độ rộng băng PSK với M - ary giảm xuống gần hệ số log2 M mà vẫn truyền được tin tức khác nhau. Trong trường hợp M =4, các độ rộng băng 99% giảm xuống theo các xung khác nhau: Độ rộng băng 4 PSK hay QPSK = 19,30 rb (log24) = 9,65 rb (vuông) = 3,84 rb/2 = 1,92 rb (sin) = 4,00 rb /2 = 2,00 rb ( cosin - tăng ) = 3,651r2/2 = 1,83 rb (tam giác) Thông thường độ rộng băng được xác định với một tốc độ bit đã cho phần nào hơn độ rộng băng 99% thường lấy là: rb /0,8 với PSK nhị phân rb /0,9 với 4 PSK rb /2,6 với 8 PSK rb /2,6 với 16 PSK Vì hiệu dụng độ rộng băng bằng tốc độ bit rb chia cho độ rộng băng trung tần IF tức là rb/w nên phổ hiệu dụng thực tế với: PSK là 0,8 bit/s/Hz, Q PSK là 19,9 bit/s/Hz 8PSK là 2,6 bit/s/Hz 16PSK là 2,9 bit/s/Hz Việc giảm độ rộng băng của hệ PSK M trạng thái cho phép tốc độ bit nhị phân cao hơn (qua hệ số log2 M) vào máy phát được dẫn vào hệ thống điều chế PSK nhị phân qua một độ rộng băng đủ thoả mãn đối với tốc độ bit tín hiệu nhị phân và duy nhất. Giới hạn băng của hệ thống vô tuyến là một vấn đề quan trọng vì phổ radio là một tài nguyên có hạn cần phải được sử dụng có hiệu quả để thỏa mãn các nhu cầu tăng lên về dung lượng truyền dẫn. Việc giới hạn băng tần đã định và giảm được công suất tín hiệu ngoài băng. Chức năng lọc hỗn hợp giữa má._.ần. RF OUT: Đầu ra cao tần đưa tới Anten. PLL ALM: Cảnh báo khi PLL mất xung đồng bộ. ALC CONT: Điều khiểm thay đổi mức vào HPA tự động. TLVL DET: Phát hiện mức công suất phát ra từ HPA. Tóm tắt nguyên lý hoạt động của các khối này: ALC MNL (Điều chỉnh bằng tay mức tự điều lượng): Khi ALC đặt OFF bằng nhân công (MANUAL), mức cảnh báo TTL (mức “H”) đưa ra đến SV LGC 1. CW ON (phát sóng mang): Khi CW ON được đặt, mức cảnh báo TTL “H” được đưa tới SV LGC 1. T PWR TVL MON (Kiểm tra mức công suất phát): (0 á +5)V TX điện áp hiển thị bằng điện áp. ID (Sự đồng đạng): Có thể được chọn từ 1 á 8, quá trình thiết lập được thực hiện trên BWB (Tấm đấu dây). Nguyên lý hoạt động của toàn mạch: Hai luồng dữ liệu chính 8,448 Mb/s và xung đồng hồ từ B-U của U-B được đưa tới LSI. Dữ liệu chính vào từ B-U/U-B được biến đổi tốc độ từ 8,448 Mb/s đến 9,01764 Mb/s sau đó hợp lại với dữ liệu DSC. Sau khi trộn, các bit chèn thêm như Bit đồng bộ khung, Bit nhận dạng luồng ID và Bit kiểm tra chẵn lẻ được hợp lại. Hai luồng dữ liệu được đưa tới bộ MOD. Khi B IN LOSS được báo từ khối B-U/U-B, bộ phát tín hiệu TDP của LSI (DP) phát tín hiệu cảnh báo (AIS). AIS cũng được xử lý như dữ liệu bình thường. Hai luồng dữ liệu DSC IN bị mất, cảnh báo SIG IN xuất hiện và SIG IN LED sáng đỏ trên Panel của TX. TDP đặc trưng cho mạch giao diện ALM (cảnh báo), MON và điều khiển ALC. Mức công suất phát ra được hiển thị bằng bộ phát hiện mức công suất ra TX của HPA (Bộ khuếch đại công suất siêu cao tần). Điện áp ra DC của bộ phát hiện (TLVL DET) được sử dụng cho ALC và TLVL MON. Để giữ ổn định công suất phát RF, ALC điều khiển bộ suy hao biến đổi (VATT) ở trong HPA theo cách ngược với điện áp ra của TLVL DET. Tín hiệu ra TLVL DET được gửi tới SV LGC 1 để điều khiển công suất phát ra. Bộ TDP nhận một cảnh báo PLL khi PLL của OSC có sự cố lặp khoá pha. TDP chuyển cảnh báo tới SV LGC 1. CW CONT (nối sóng mang) được điều khiển bởi SW2. Khi ấn SW2 chế độ vận hành của TX được đặt là CW ON và sóng mang không điều chế từ TX. Điện áp nuôi được cung cấp từ PS (+10 V và +5V) được cấp tới HPA qua chuyển mạch nguồn nuôi của TDP. Bộ chuyển mạch này được đặt là ON khi xác định rằng hoạt động của PLL và OSC là bình thường. Khi một cảnh báo PLL được phát hiện, chuyển mạch tự động đặt OFF và cắt nguồn nuôi tới HPA. 4.1 Khối dao động nội (OSC) 4.1.1 Sơ đồ nguyên lý khối dao động nội (OSC). 4.1.2 Tổng quát sơ đồ nguyên lý của khối. Bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp VCO1 (Voltage Contronlled Osalater 1). + Mạch pha: IC6 của mạch điện liên quan. + Mạch chia tần IC5, IC2. + Mạch khuếch đại tín hiệu dao động đưa ra: IC3, TR2 và các mạch điện liên quan. Phần nguồn nuôi cung cấp IC7, IC8 và các tụ lọc. 4.1.3 Phân tích mạch trên sơ đồ. a- Bộ tạo dao động điều khiển bằng điện áp (VCO1) Đầu vào VCONT tiếp nhận một điện áp điều khiển Ud từ IC6 sau khi đã được IC7 1/2 khuyếch đại. Đầu vào 5V tiếp nhận, điện áp một chiều từ bộ phận cấp nguồn để cho VCO1 làm việc. Một đầu GND nối đất. Đầu ra RF OUT cho tín hiệu ra ở tần số bằng 2GHz thông qua các mạch lọc, suy giảm rồi tách ra làm 2 đường, 1 đường là mạch chia tần đưa về so pha tại IC6, 1 đường là khuyếch đại tín hiệu dao động nội đưa đến đầu ra CN1. Các điện trở R11, R12, R13, R16, R17,R18 đóng vai trò là tác dụng suy giảm sẽ càng nhiều và ngược lại. b- Mạch so pha. Nhiều tài liệu cho rằng PLL bao gồm cả các khối VCO tách sóng pha chia tần lọc thông thấp và khuếch đại, nhưng trong sơ đồ này IC6 chỉ đóng vai trò mạch tách, so pha và lọc thấp. Trước hết chúng ta nói về chuyển mạch từ SW1 đến SW4. Nhiệm vụ của chúng là đặt tần số phát. Trong mỗi SW1 có 4 chuyển mạch nhỏ đó là cơ cấu chuyển mạch bằng các Triger trong hệ nhị phân. OSC 1 là bộ tạo dao động tần số nhỏ bằng thạch anh, tần số này khoảng 8 MHz và rất chuẩn. Tín hiệu tạo ra từ bộ này được dùng làm tín hiệu đầu vào cho mạch vòng khoá pha, tần số hoặc pha đưa về so sánh từ bộ VCO1 được khoá vào tần số hoặc pha của tín hiệu này. IC6 nhận tín hiệu một chiều cung cấp nguồn nuôi ở mức +5V sau khi được lọc nhiều lần và đưa tín hiệu cảnh báo mất xung đồng bộ PLL ra chân số 2 của CD1. Đồng thời IC6 nhận tín hiệu từ đầu ra bộ VCO1, được khuếch đại, chia tần làm tín hiệu nhỏ đi để so pha với tín hiệu vào từ bộ OSC1. Để có tín hiệu điều chỉnh Ud tỷ lệ với hiệu pha Dj = jv - jr (jv là của tín hiệu ở OSC1, jr là của tín hiệu vào IC6 từ mạch chia tần), thì ta phải dùng một bộ tách sóng pha (trong IC6) ở đầu ra bộ tách sóng pha là tín hiệu điều chỉnh được đưa đến bộ tạo dao động khống chế bằng điện áp VCO1. Vì U1 = KUv. Ur. Nên trong tín hiệu ra bộ tách sóng pha có các thành phần tần số. (wv - wr) hoặc (wv + wr). Tần số tổng bị loại bỏ nhờ bộ lọc thông thấp trong IC6 và đầu vào IC7, còn tần số hiệu được khuếch đại lên nhờ IC7 và được dùng làm tín hiệu để điều khiển tần số dao động nội của VCO1. Tần số VCO 1 được thay đổi sao cho (wv - wr) đ 0: nghĩa là fr’ = fv hoặc fr = Nfv với N là hệ số chia của bộ chia tần. Các tụ C41, C43, C44, C45 làm chức năng tụ lọc nguồn +5V. (R41, R43, C51), (R42, R44, C52) là trở kháng vào của IC7 nhưng đồng thời cũng làm chức năng mạch lọc thông thấp chỉ cho thông tin hiệu có tần số hiệu (Cov - Cor). R34 cấp thiên áp cho TR1 làm việc. R46, R54 là trở kháng vào và R27, C56 là trở kháng ra, R45, C53 nằm trong mạch vòng hồi tiếp của bộ khuếch đại. c- Mạch chia tần. IC5, IC2 và các mạch liên quan. Mạch chia tần là cần thiết bởi vì nó đổi tần số fr của bộ VCO1 (rất lớn) xuống tần số fr’ đủ nhỏ (fr’ + fr/N) để có thể so sánh với tần số vào từ bộ OSC1. Trước khi được chia tần ở IC5, tín hiệu từ đầu ra bộ VCO1 được khuyếch đại lên đủ lớn nhờ IC2. C63, C34 là tụ lọc nguồn cung cấp cho IC5 và IC2 làm việc. C19, C25, C31, C35 ngăn cách một chiều giữa các tầng. R29 làm nhiệm vụ ổn định trở kháng ra và trở kháng vào cho IC2 và IC5. Các linh kiện còn lại làm nhiệm vụ tải lọc xoay chiều cho các IC liên quan. d- Mạch khuyếch đại tín hiệu dao động (IC3, TR2). Tín hiệu từ đầu ra bộ VCO1 sau khi qua các bộ suy giảm nhỏ, lọc, được đưa đến khuyếch đại sơ bộ tại IC3, lại qua các bộ suy giảm rồi được khuếch đại tại TR2. Tín hiệu ở đầu ra TR2 đã đủ lớn qua bộ suy giảm nhỏ rồi đưa ra ngoài qua jắc cắm CN1. R61, R62, R63 làm thành bộ suy giảm. (R51, R52, R53), (R21, R22, R23) cũng là các bộ suy giảm ở đầu ra của hai tầng khuyếch đại. C11, C12 là các tụ nối tầng. C28, C64 là các tụ lọc nguồn một chiều cung cấp cho RV1, R56, R55, R54 là các điện trở trên đường cấp điện phân áp cho TR2. R58 và C6 dùng để ổn định trở kháng vào cho TR2, R59 và C9. Điốt D2 và R57 trong cơ cấu bảo vệ quá áp các linh kiện còn lại là tải cho các phần tử khuyếch đại. e- Phần nguồn cung cấp. IC7, IC8 và các tụ lọc. IC7 là IC dùng để ổn định điện áp nguồn cung cấp kiểu tham số. IC8 là IC dùng để ổn định điện áp nguồn cung cấp kiểu bù. L1, C6, C62 tạo thành một mặt lọc thông thấp hình P. C69, C65, C66 là các tụ lọc nguồn để có điện áp một chiều bằng phẳng cung cấp cho các phần tử tích cực cho mạch làm việc. 4.1.4 Nguyên lý hoạt động. VCO1 tạo ra tần số dao động 2GHz, tín hiệu có tần số này được chia ra thông qua các mạch lọc, suy giảm rồi phân thành hai nhánh: + Nhánh 1 qua các bộ khuếch đại ra ngoài. + Nhánh 2 qua mạch chia tần đưa về so pha tại IC6 với tín hiệu vào. Tín hiệu vào ở đây là tín hiệu tạo bởi khối dao động nhỏ OSC1. OSC1 thường được kết cấu bằng thạch anh tạo ra một tín hiệu dao động có tần số nhỏ về tần số giữa tín hiệu vào và tín hiệu ra, nghĩa là PLL làm cho tần số Cor’ của tín hiệu so sánh bám theo tần số Cov của tín hiệu vào, tần số của tín hiệu so sánh tỷ lệ với tần số của tín hiệu ra từ bộ VCO1 theo một tỷ lệ nào đó do bộ chia tần: wr N wr’ = Để có tín hiệu điều chỉnh Ud tỷ lệ với hiệu pha Dj - j’r thì ta phải dùng bộ tách sóng pha. ở đầu ra bộ tách sóng pha là tín hiệu hiệu chỉnh Ud được đưa đến bộ tạo dao động khống chế bằng điện áp. Nhưng tín hiệu ra từ bộ tách sóng pha bao gồm hai tần số COv - COr’ và Cov + Cor’, nên người ta phải dùng bộ lọc thông thấp để loại bỏ tần số tổng, tần số hiệu được cho qua và khuếch đại lên, và được dùng làm tín hiệu điều khiển tần số dao động của VCO1 chức năng này do IC6 và IC7 (1/2) đảm nhận. Các chuyển mạch SW1, SW2, SW3, SW4 được gắn liền với IC6 để điều chỉnh tần số dao động nội phát ra. Tần số tạo ra này ở dải 2GHz, nhưng được chia làm nhiều cặp khác nhau bằng 2GHz. Các chuyển mạch này sẽ quyết định cặp tần số nào sẽ được dùng để thu và phát. Từ sơ đồ ta thấy nếu không có tín hiệu vào OSC 1 không làm việc thì tín hiệu hiệu chỉnh đưa vào VCO1 là Ud = 0, mạch VCO1 dao động tại tần số dao động riêng CD1 của nó. Lúc này sẽ có cảnh báo PLL mất xung đồng hồ đưa ra chân số 3 của CD1 (hình vẽ). Khi có tín hiệu vào, bộ tách sóng pha ở IC6 sẽ so pha với tần số của tín hiệu vào với tín hiệu so sánh.. đưa ra với tín hiệu điều khiển Ud qua lọc thông thấp và khuếch đại điều khiển tần số dao động nội của VCO1. Tín hiệu từ đầu ra bộ VCO1 sau khi đã điều khiển khoá pha sẽ được đưa ra qua các tầng khuếch đại IC3, TR2 cho đủ lớn đưa ra jắc CN1 nối vào khối MOD để tiến hành điều chế. Nguồn một chiều +10V từ chân số 2 của CD1 được lọc rất kỹ bởi các tụ C61, C62 cuộn cảm L1 và được ổn định bởi các IC7 và IC8. Qua các phần mạch này nguồn +10V bị suy giảm còn +5V, điện áp một chiều này được lọc tiếp rồi đưa đến nuôi cho các phần mạch khác. Nếu tần số tín hiệu vào và tín hiệu so sánh lệch nhau quá nhiều làm cho tần số tổng và tần số hiệu đều nằm ngoài khu vực thông của bộ lọc thì không có tín hiệu điều khiển VCO. VCO sẽ dao động tại tần số dao động riêng wv và w’r rơi vào khu vực thông của bộ lọc thì VCO bắt đầu nhận tín hiệu điều khiển, để thay đổi tần số dao động nội của nó, PLL bắt đầu làm việc, ta nói PLL là dải tần số mà có thể thiết lập chế độ đồng bộ, “Dải bắt” của PLL phụ thuộc vào dải thông của bộ lọc. “Dải giữ” của PLL là dải tần số mà PLL có thể giữ được chế độ đồng bộ khi thay đổi tần số tín hiệu vào. “Dải giữ” không phụ thuộc vào dải thông của bộ lọc mà phụ thuộc vào biên độ điện áp điều khiển và khả năng biến đổi tần số của VCO. 4.2 Khối MOD CONT .1. Sơ đồ nguyên lý của khối (MOD CONT). Bộ MOD CONT làm chức năng biến đổi mức luồng tín hiệu vào lấy từ khối xử lý dữ liệu phát TDP trước khi đưa vào điều chế tại MOD. Hình vẽ 1.4 a- Tổng quan sơ đồ nguyên lý khối. Hai đường biến đổi tín hiệu dẫn đến các đầu ra S1 OUT và S2 OUT. Hai đường cấp nguồn +10V và -10V. b- Phân tích từng đường tín hiệu. + Đường biến đổi tín hiệu dẫn đến S1 OUT Đường này làm nhiệm vụ khuyếch đại, lọc thông thấp và khuyếch đại có điều chỉnh IC1 là một phần tử khuyếch đại sơ bộ tín hiệu trước khi đưa vào lọc thấp. TR1 và TR2 là 2 Tranzitor làm chức năng khuyếch đại có điều chỉnh (Điều chỉnh phân áp và điều chỉnh mức ra). TR1 là Tranzitor ngược (NPN) mắc lặp Emiter để có trở kháng ra nhỏ thuận tiện cho việc phối hợp trở kháng với tầng sau, khuếch đại dòng điện rồi đưa đến đầu vào TR2. TR2 là Tranzitor loại PNP cũng được mắc lặp Emiter khuyếch đại dòng điện tín hiệu với sự điều chỉnh phân áp BNDCRT (Biến trở điện tử) tín hiệu ra S1 OUT được lấy từ chân E của TR2 với sự điều chỉnh mức ra bởi RY1. R5, R2, R4 là các điện trở suy giảm. R8, R6 dùng để ổn định trở kháng cho phần mạch phía sau. L1, C1, C20, C3, C22, L2 là các phần tử trong cơ cấu mạch lọc thông thấp. Điện cảm chặn các tần số cao và tụ điện ngắn mạch chúng xuống đất. L8 dùng để chứa tín hiệu cao tần (hài bậc cao). R20//L8 ổn định trở kháng, R9 dùng để định thiên cho chân E của TR1. R12 dùng để định thiên cho chân E của TR2. R10 là một phần tải của TR1 và cũng là điện trở ghép giữa hai tầng khuyếch đại. RV1 là biến trở dùng để điều chỉnh mức ra S1-OUT cho hợp lý. R11 dùng để cấp thiên áp cho chân B của TR2, RV2, RV3, RV4 dùng để điều chỉnh mức định thiên cấp cho TR2. C5 là tụ triệt tiêu tín hiệu cao tần phản xạ. C6 là tụ phối hợp trở kháng và cho TR2 và lọc tần số cao. + Đường biến đổi tín hiệu điện dẫn đến S2 OUT: Đường này làm chức năng như đường 1 nêu trên, hoàn toàn tương tự cả phần mạch điện và nhiệm vụ của từng linh kiện. IC1-2 giống như IC1-1. TR3 về cấu tạo và hoạt động giống như TR1. TR4 giống TR2. R1, R3, R7 là các điện trở suy giảm. R18, R13 dùng để ổn định trở kháng cho các phần mạch phía sau nó. L3, C2, C21, C4, C23, L4, C10 là các linh kiện nằm trong cơ cấu mạch lọc thông thấp. L7 Giống L8 ở đường mạch trên. R19//L7 dùng để ổn định trở kháng cho L7. R15 dùng trong cơ cấu định thiên cho chân E của TR3. R17 định thiên cho chân E của TR4. R14 là một phân tải của TR3 và cũng là điện trở ghép giữ hai tầng khuếch đại TR3 và TR4. RV5 là biến trở để điều chỉnh mức ra S2 OUT ở mức cần thiết. R16 dùng để cấp thiên áp cho chân B của TR4. RV6, RV7, RV8 dùng để điều chỉnh mức định thiên cấp cho TR4. C12 chức năng giống như C6, C11 giống như C5. + Đường cấp nguồn tín hiệu +10V: Gồm IC2, IC1 - Điện cảm và các tụ lọc. IC2 làm nhiệm vụ ổn định điện áp nguồn theo kiểu bù và tham số. IC1-P ổn định điện áp nguồn cung cấp theo kiểu tham số. Cuộn cảm L5 chặn cao tần. C13, C14, C15, C16, C17 là các tụ lọc nguồn. Do sụt áp trên các phần tử linh kiện kể trên mà điện áp cung cấp cho chân C các Tranzitor TR1, TR2 chỉ còn +5V. Q13, Q14, Q15 lấy điện áp từ nguồn ra cung cấp cho các phần mạch khác. * Đường cấp nguồn điện áp -10V Có nhiệm vụ lọc và ổn định điện áp một chiều -10V và cả suy giảm để cung cấp định thiên cho chân E, chân B của Tranzitor TR2, TR1. C18, C19 là các tụ lọc nguồn. LG là cuộn cảm chặn cao tần. R22, R23, R24 là các điện trở suy giảm. D2 là điôt zener phân cực ngược dùng để ổn định điện áp kiểu tham số. Điện áp sau khi được lọc và ổn đinh được đưa tới các biến trở từ BNDCNT1- SWDCNT16 để điều chỉnh mức phân áp định thiên cho chân B của TR2 và TR4. 4.2.2 Nguyên lý hoạt động của toàn mạch. Mỗi luồng tín hiệu và S1, S2 được cho qua các điện trở suy giảm rồi dẫn đến mỗi IC khuyếch đại hệ số nhỏ, sau đó tín hiệu khuyếch đại được lọc thấp bởi các tụ điện và điện cảm 2 tầng khuyếch đại Tranzitor tiếp tục khuyếch đại tín hiệu ở mỗi đường này với sự điều chỉnh định thiên cho các Tranzitor khuyếch đại và điều chỉnh mức ra. Việc cấp nguồn cho các Tranzitor được thực hiện bởi hai nguồn riêng rẽ (+10V và -10V). Các nguồn này được lọc rất cẩn thận bởi nhiều tụ lọc nguồn và được ổn định bởi các IC hoặc Diot zener. Ngoài việc cung cấp điện áp cho các phần tử tích cực trong sơ đồ này hoạt động, nó còn cung cấp nguồn cho các phần mạch khác ở đầu ra Q13, Q14, Q15. 4.3 Khối điều chế (MOD) 4.3.1 Sơ đồ nguyên lý khối điều chế (MOD). 4.3.2 Tổng quan sơ đồ nguyên lý khối MOD. HYB1 phân tín hiệu ra hai đường riêng rẽ: + Đường 1 đưa đến hiển thị tín hiệu dao động nội chưa điều chế LOF MON. + Đường 2 đưa đến điều chế tại D1 để có tín hiệu ra ở RF OUT. Xét từng đường tín hiệu: Đường tín hiệu đưa đến tín hiệu hiển thị tại LOF MON: Từ bộ sai động HYB1, tín hiệu bị suy giảm một phần rồi được khuếch đại lên nhờ IC1. Tín hiệu ra từ sau IC1 lại bị suy giảm một phần trước khi đưa đến đầu ra hiển thị. C1 ngăn cách một chiều giữa khối MOD và các khối bên ngoài. C2, C32, C3: Là các tụ nối tầng và ngăn cách một chiều. C15, C13, C12: Là các tụ lọc nguồn và chống điện dung tần số cao cho mạch. R1, R2, R3 làm thành một bộ giảm tĩnh. R4, R5: Nối một chân của bộ sai động HYB1 xuống đất. (R6, R7, R8) và (R9, R10, R11) làm thành các bộ suy giảm tĩnh. + Đường tín hiệu đưa đến điều chế: Ta có thể chia đường tín hiệu này thành ba phần mạch: Phần mạch khuyếch đại trước khi điều chế: Gồm các Tranzitor TR1, TR2 và các linh kiện có liên quan. Phần điều chế với hai đường tín hiệu cao tần và hai đường tín hiệu vào S1, S2: Khối D1. Phần mạch khuyếch đại sau điều chế: Gồm các Tranzitor TR3 và TR4 và các linh kiện có liên quan. Phần mạch khuyếch đại RF trước khi đưa vào điều chế: TR1 là một Tranzitor loại P được mắc E chung làm nhiệm vụ khuyếch đại sơ bộ tín hiệu siêu cao tần lấy từ bộ tạo dao động sau khi đưa qua bộ HYB1. C4, C5: Là các tụ nối tầng, C16 là tụ lọc nguồn. C8, C9: Là các tụ phối hợp trở kháng vào và ra cho TR1. C14 là tụ lọc nguồn. C6, C7 là các tụ nối tầng. TR2 cũng giống như TR1 về cấu tạo cách đấu nối. R17, R16, R15 là các điện trở phân áp cung cấp định thiên cho chân E và chân C của Tranzitor của TR2. C10, C11: Có chức năng như các tụ C8, C9. Tín hiệu tại đầu ra của TR2 bị suy giảm một phần rồi được tách làm hai đưa vào điều chế. R18, R19, R20: Làm thành một bộ suy giảm tĩnh. R21, R22 là các điện trở nối đất của bộ phân đường dịch pha (900). (R23, R24, R25) và (R18, R19, R20) cũng làm thành các bộ suy giảm tĩnh. C17, C18 là các tụ nối tầng. Phần mạch khuyếch đại sau khi điều chế: TR3 là Tranzitor ngược mắc E chung làm chức năng khuyếch đại. R31, R32, R33 làm thành bộ suy giảm tĩnh. R36, R35, R34: Là các điện trở cung cấp định thiên cho TR3 hoạt động. C21, C22 là các tụ nối tầng, C30 là tụ lọc nguồn cung cấp. C25, C26: Có chức năng giống như C10, C11. TR4 giống như TR3 làm chức năng khuếch đại tín hiệu từ đầu ra của TR3, do đó nó phải làm việc ở chế độ dùng áp lực. Kết cấu mạch điện của họ hoàn toàn tương tự. C23, C24, C31 là các tụ nối tầng. C29 là tụ lọc. C27, C28 có chức năng giống như C10, C11. R39, R38, R37 là các điện trở phân áp định thiên cho TR4, (R40, R41, R42) làm thành bộ suy giảm tĩnh. Phần điều chế: Phương thức điều chế được dùng ở đây là 4-QAM (Điều chế theo kiểu điều biên cầu phương). Hai luồng tín hiệu vào S1, S2 dưới dạng mã NRZ sau khi đã được xử lý phát tại TDP, qua các bộ lọc thông thấp hình G được đưa đến cầu phương tại D1 cùng với hai luồng tín hiệu siêu cao tần nhận được từ OSC sau khuếch đại ở D1, hai dạng tín hiệu này được trộn lại để điều chế theo kiểu đổi tần trên. (R29, C19) và (R30, C20) là các bộ lọc thông thấp hình G đối với hai luồng tín hiệu S1 và S2. Nguyên lý hoạt động của toàn mạch. Tín hiệu siêu cao tần do bộ OSC tạo ra được đưa vào bộ MOD nhờ jắc cắm S1, sau đó bị suy giảm một phần trước khi đến bộ sai động HYB1. Tại đây nó được phân thành hai đường riêng rẽ: + Đường 1: Được khuếch đại trước khi đưa vào điều chế tại D1. + Đường 2: Vì phương thức điều chế ở đây là điều biên cầu phương 4-QAM nên cần một bộ di pha phân đường tín hiệu từ đầu ra TR2 thành hai đường có pha vuông góc để đưa vào điều chế cùng hai đường tín hiệu S1 và S2 mức tín hiệu điều chế ở đầu ra là D1 là khá nhỏ nên cần phải được khuếch đại lên cho đủ lớn trước khi đưa đến đầu ra RF OUT. Chức năng khuyếch đại này do hai Tranzitor TR3, TR4 đảm nhận. Mức tín hiệu tại RF OUT khoảng -5dBm, muốn phát đi nó phải được khuyếch đại lên đến khoảng +33dBm nhờ bộ khuyếch đại công suất siêu cao tần HPA. Nguồn điện cung cấp cho khối MOD là các mức +10V và -10V. 4.4 Khối khuếch đại công suất siêu cao tần (HPA). 4.4.1 Tổng quan sơ đồ nguyên lý khối HPA. Năm bộ sai động HYB1áHYB5: Làm nhiệm vụ phân một đường tín hiệu ra làm hai đường hoặc gộp hai đường làm một, tuy nhiên vẫn có bộ sai động chỉ đơn thuần biến một đường này sang một đường khác như bộ HYB1 (biến áp). Ba tầng khuyếch đại đơn dùng 1 Tranzitor trường loại JFET gồm TR1, TR2, TR5. Hai tầng khuyếch đại đôi với 2 Tranzitor trường cũng loại JFET gồm (TR3, TR4) và (TR6, TR7). Để tiện cho việc phân tích chi tiết vào mạch điện ta phân tích mạch điện trên thành 5 phần cơ bản sau đây: Phần mạch khuếch đại đơn thứ 1: Bao gồm bộ sai động HYB1, Tranzitor TR1 và các mạch có liên quan. Phần mạch khuếch đại đơn thứ 2: Bao gồm Tranzitor TR2 và các mạch có liên quan Phần khuếch đại đôi thứ 1: Bao gồm bộ sai động HYB2, các Tranzitor TR3, TR4. Phần mạch khuếch đại đơn thứ 3: Bao gồm bộ sai động HYB3 và TR5. Phần mạch khuếch đại đôi thứ 2: bao gồm 2 bộ sai động HYb4 và HYB5, 2 Tranziot trường TR6, TR7 phần cửa ra của mạch và các linh kiện có liên quan. a. Phân tích sơ đồ nguyên lý của từng mạch. +Phần khuếch đại đơn thứ 1 (tầng 1): Bộ sai động HYB1 chỉ đơn thuần biến một đường tín hiệu vào thành một đường tín hiệu ra và phối hợp, tức là nó đóng vai trò như một biến áp thông thường. Các điot D2, D1 nối chân biến áp xuống đất. R41, R42, R43 làm thành bộ suy giảm tĩnh, R34 là điện trở suy giảm một phần điện áp ra điều chỉnh. C1 ngăn cách một chiều giữa tín hiệu vào và bộ HYB1, C71: Là tụ lọc để lấy điện áp một chiều bằng phẳng ALC CONT, C34, C15, C16 là các tụ chống ký sinh tần số cao trong mạch. Tầng khuyếch đại TR1 làm nhiện vụ khuyếch đại sơ bộ tín hiệu vào, ở đây ta dùng các Tranzitor trường cho khuyếch đại với mục đích phối hợp trở kháng tốt cho các tầng. TR1 được mắc theo sơ đồ cực nguồn chung, được phân cực theo kiểu mạch cố định dùng phần tử tích cực TR11. Sự phân cực này đảm bảo rằng thiên áp cung cấp cho TR1 làm việc luôn luôn không đổi. Vì TR1 có cực nguồn nối đất, điện áp cung cấp cho cực D của nó được lấy từ cực E của TR11 và cho cực G lấy từ cực C tương ứng. C2, C3 là các tụ nối tầng. C72, C73 là các tụ nguồn. C51 là tụ xoay chiều. C17, C18, C201, C202 là các tụ chống điện dung ký sinh tần số cao trong mạch. D4, D5 các điốt zener dùng để ổn định điện áp nguồn cung cấp. R75, R79, R71, R91, R51, R52, R63 là các điện trở phân áp cho TR1. R1 là điện trở cấp nguồn cho TR1. (R2, C52) chống điện dung ký sinh tần số thấp. + Phần mạch khuyếch đại đơn thứ 2 (tầng 2): Tầng khuyếch đại TR2 làm nhiệm vụ khuyếch đại tín hiệu ra sau tầng khuyếch đại TR1. Tương tự TR1, TR2 cũng là các Tranzitor trường JFET loại N được mắc theo sơ đồ S chung, được phân cực theo kiểu mạch cố định dùng phần tử tích cực TR12. Sự phân cực kiểu này cũng sẽ đảm bảo thiên áp cung cấp cho TR2 luôn là không đổi. Nguyên tắc ổn định của TR2 luôn là không đổi, sơ đồ mắc mạch của nó hoàn toàn như TR11 ổn định cho TR1. C4 là tụ nối tầng, ngăn cách TR2 và bộ sai động HYB1. C74, C75 là các tụ lọc nguồn. C53 là tụ lọc xoay chiều. C19, C20 là các tụ lọc chống ký sinh tần số thấp. D4, D5 là các điốt zener làm chức năng ổn định. R76, R80, R92, R54, R56, R64 là các điện trở phân áp cho TR12. R3 là điện trở cấp nguồn cho TR2. R94 là điện trở suy giảm trên đường cấp nguồn một chiều đến cực G của TR2. (R4, C54) làm chức năng chống ký sinh điện dung ký sinh tần số thấp. + Phần mạch khuếch đại đôi thứ 1 (tầng 3): Bộ sai động HYB2 làm nhiệm vụ biến đổi từ một đường tín hiệu ra thành 2 đường để tiếp tụ khuyếch đại trong cơ cấu khuyếch đại đôi. ở đây ta dùng khuyếch đại đôi bởi vì ta cần một công suất lớn, song công suất chịu đựng của Tranzitor trường dùng trong mạch là hạn chế, nên dùng hai đường khuyếch đại sau đó cộng lại bởi bộ sai động để có một công suất lớn gấp đôi. R36, R37 là các điện trở nối đất của bộ sai động. Hai đường khuyếch đại này hoàn toàn như nhau cả về sơ đồ kết cấu, chức năng và cả thậm chí cả giá trị các linh kiện. * Đường 1: TR3 cũng là một Tranzitor trường giống như TR2 và TR1, làm chức năng khuếch đại, được định thiên theo kiểu tích cực bởi TR13. Nguyên tắc định thiên ổn định điện áp cung cấp này hoàn toàn tương tự như TR1 định thiên cho TR1 và TR2 định thiên cho TR2. Tác dụng của các linh kiện: C5, C7 là các tụ nối tầng ngăn cách một chiều. C21, C32, C221, C222, C225 là các tụ chống điện dung ký sinh tần số cao trong mạch. C76, C78 là các tụ lọc nguồn. C55 là tụ lọc xoay chiều. R77, R81, R93, R73, R57, R58, R59, R65 là các điện trở phân áp định thiên cho TR3. R5 là điện trở trên đường cấp nguồn cho TR3 có tác dụng suy giảm một phần điện áp nguồn cung cấp. D6, D7 là các diot zener làm chức năng ổn định. (R7, R57) làm chức năng chống điện ký sinh tần số thấp trong mạch. * Đường 2: TR4 hoàn toàn tương tự như TR3 và TR14 giống như TR13 ở nhánh 1. Tác dụng của các linh kiện: C6, C8 là các tụ nối tầng. C22, C24, C231, C232, C235 là các tụ điện chống ký sinh tần số cao. C56 là tụ lọc xoay chiều. + (R8, C58) làm chức năng chống ký sinh tần số thấp. + Phần mạch khuyếch đại đơn thứ 3 (tầng 4): Phần mạch này gồm TR5 và các linh kiện có liên quan TR5 là JFET loại N mắc S chung trong đó cực S được nối đất, 2 cực G, D được cấp điện từ hai đường riêng rẽ. Chức năng chính của TR5 chỉ là khuếch đại tín hiệu siêu cao tần từ đầu ra của bộ cộng công suất HYB3 rồi đưa đến đầu vào bộ sai động HYB4 xuống đất. Hai đường khuyếch đại này giống hệt nhau về sơ đồ nguyên lý và kết cấu. * Đường 1: Được phụ trách bởi TR6, chức năng chính của nó là khuyếch đại để được một công suất lớn hơn. C11, C13 là các tụ ngăn cách một chiều giữa TR6 với đầu vào và đầu ra. C27, C29, C251, C255, C256 là các tụ hạn chế điện ký sinh tần số cao. C82, C84 là các tụ lọc nguồn. R11, R102 là các điện trở cấp nguồn cho TR6 làm việc. R22 là điện trở ổn định trở kháng vào cho TR6. (R13, R63) làm nhiệm vụ chống điện dung ký sinh tần số thấp. * Đường 2: Do TR7 phụ trách có chức năng giống hệt TR6 nêu trên. D10, D11 là các diot zener dùng để ổn định điện áp một chiều nguồn cung cấp. C83, C85 là các tụ lọc nguồn, C12, C14 là các tụ nối tầng. C28, C30, C261, C265, C266 là các tụ hạn chế điện dung ký sinh tần số cao. R103, R23 là các điện trở cấp nguồn cho TR7 làm việc. R23 dùng để ổn định trở kháng vào cho TR7. (R14, R64) dùng để chống điện dung ký sinh tần số thấp. HYB5 làm nhiệm vụ cộng công suất từ 2 đường trên một đường đưa đến cửa ra. Tại cửa ra có một đường tín hiệu siêu cao tần tại đây chỉnh lưu, lọc và đưa ra chân số 1 của CD1 dưới dạng điện áp một chiều, đây là tín hiệu phát ra mức công suất phát. R50 tương tự như R40. R15, R16 là các điện trở nối đất của mạch cửa ra. R45, R44, R46 là các điện trở suy giảm mức công suất phát và ổn định trở kháng của đường mạch này. R31, R32: Suy giảm tín hiệu một chiều sau lọc. D3 là điốt chỉnh lưu. C31, C32, C33: Là các tụ lọc sau chỉnh lưu. RF MON: Cửa ra lấy tín hiệu để đo và hiển thị. RF OUT: Cửa ra lấy tín hiệu sau khuếch đại đưa ra Anten. 4.4.2 Nguyên lý hoạt động của toàn mạch. Tín hiệu siêu cao tần RF IN (từ bộ MOD) vào qua lỗ cắm J1, qua bộ suy giảm tĩnh được ghép qua một đường khác đưa đến hai tầng khuyếch đại đơn. Tín hiệu ở đầu vào và đầu ra bộ HYB1 được đưa đến chân số 2 của CD1 để điều chỉnh mức vào một cách tự động. Qua 2 tầng khuyếch đại đơn TR1 và TR2 tín hiệu được phân làm hai đường nhờ bộ sai động HYB2, mỗi đường được khuyếch đại riêng rẽ nhờ TR3 hoặc TR4. Sau đó cộng công suất đã được khuyếch đại ở mỗi đường nhờ HYB3 để được một công suất lớn gấp đôi. Công suất này tiếp tục được TR5 khuyếch đại, sau tín hiệu từ đầu ra của TR5 lại được tiếp tục khuyếch đại như lần trước rồi HYB5 thực hiện chức năng cộng công suất từ hai đường lại để được một công suất siêu cao tần đủ lớn thông qua mạch cửa ra và phân nhánh tới RF OUT và RF MON. Mức công suất ra RF OUT được xác định nhờ mạch TLVL DET. Người ta cũng trích một phần tín hiệu ra chỉnh lưu lọc thành điện áp một chiều, thông qua các điện trở suy giảm đưa đến chân 1 của CD1 để xem xét mức công suất phát ra. Một số bài đo kiểm tra thiết bị vi ba DM2G - 1000 Bài 1 - Đo công suất phát Tổng quan. Bài đo này là để kiểm tra công suất ra của khối phát. Chỉ tiêu kỹ thuật Công suất tại đầu ra: + 33 dbm ± 1db Thiết bị yêu cầu cần dùng cho bài đo. + Máy đô công suất ML 4803A hoặc tương tự. + Bộ cảm biến (Power sensor) hoặc tương tự. + Suy hao 30db (Narda 768-30) hoặc tương tự. + Adaptor, N(j) - SMA(j), cáp SMA dài 100 mm. Sơ đồ đo. Power meter power cord RF OUT O No.1 TX BR NTWK To RF OUT SMA Cable (100mm) SMA(j) N(j) Adaptor ATT Phương pháp đo. Chuẩn bị bài đo. + Mở cáp nối giữa TX và BR NTWK. + Đặt CAL FACTOR trên máy đo công suất theo số phần trăm ghi trên bộ cảm biến (sensor) với tần số đo yêu cầu. + Thực hiện CAL về 0 cho máy đo công suất trước khi đo. Thực hiện phép đo như hình vẽ. Chú ý: Nên dùng suy hao 30db khi thực hiện phép đo để bảo đảm an toàn cho Sensor vì dải đo của Sensor thường từ - 30db đến + 20db. Đọc kết quả đo. Công suất phát ra = Kết quả đo trên máy đo + Giá trị suy hao Kết thúc bài đo. Sau khi đo xong phải đấu lại cáp nối để thiết bị hoạt động bình thường. 6- Điều chỉnh công suất. Nếu công suất ra không đủ như chỉ tiêu kỹ thuật thì ta có thể điều chỉnh tại AUTO LVL ADJ (RV8) trên khối phát (TX). Bài 2 - Đo tần số Tổng quan. Bài đo này để kiểm tra tần số dao động nội của khối TX. Chỉ tiêu kỹ thuật. Tolerance: Within ± 20 ppm Thiết bị cần dùng cho bài đo. Máy đếm tần số MF 1603A hoặc tương tự Adaptor, N(P) - SMA(J) Cáp SMA (2000mm) Sơ đồ đo. RF OUT O No.1 TX BR NTWK To LO F MON SMA Cable (2000mm) Frequency counter SMA (J) N(P) Adaptor Phương pháp đo. Chuẩn bị máy đo. + Bật nguồn cho máy đo trước khi đo ít nhất 30 phút để cho ấm máy và chạy ổn định. + BAND SELEC T SW trên máy đếm tần số sẽ đặt theo chỉ tiêu băng tần (RF band). Thực hiện phép đo như hình vẽ. c. Ghi lại kết quả đo trên máy. Bài 3 - Đo bit lỗi Tổng quan. Bài đo này dùng để thực hiện phép đo đánh giá chất lượng đường truyền thông qua tỷ số bit lỗi. Chỉ tiêu kỹ thuật. BER Ê 10-3 tại RSL = -87.0 dbm Thiết bị yêu cầu cần dùng cho bài đo. + Máy phân tích đường truyền ME 520B hoặc tương tự + Máy đo công suất ML 4803A và bộ cảm biến MA4701A hoặc tương tự + Bộ suy hao 768-10 (10db) hoặc tương tự + Bộ suy hao từng nấc HP8494A và HP8495A hoặc tương tự + Bộ suy hao 491F + Bộ biến đổi trở kháng 75W - 120W + Adaptor, N(P) - SMA(J) + Adaptor, N(J) - SMA(J) + Cáp SMA, 2000mm + Cáp SMA, 100mm + Cáp BNC - BNC Phương pháp đo. + Đặt và đấu nối thiết bị với máy đo như hình vẽ + Đưa cáp nối giữa khối thu (RX) và RF - BR NTWK ra ngoài + Nối máy đo công suất đến đầu ra RF - BR NTWK + Nối máy đo bit lỗi đến đầu IN, OUT của bộ phối hợp trở kháng + Điều chỉnh suy hao cho mức thu đạt -50 dbm + Nối cáp trả lại cho khối thu (RF) và RF - BR NTWK + Đo tỷ số lỗi (BER) và mức tín hiệu thu (RSL) thông qua việc điều chỉnh suy hao RX DM2G - 1000 HDB-3 OUTPUT HDB-3 INPUT Suy hao biến đổi SMA(J) Adaptor N(P) Suy hao SMA(J) Adaptor N(P) Suy hao Adaptor SMA(J)-N(P) Adaptor SMA(J)-N(P) Đến cổng ANT Đến cổng ANT Máy đo công suất Cáp SMA (100mm) Bộ cảm biến Đến B IN/OUT Đến B IN/OUT BNC-BNC Máy PTĐT Máy PTĐT BNC-BNC (T) (R) Cáp-3SMA Suy hao biến đổi Cáp-1SMA Cáp-2SMA ._.