Ước lượng kênh truyền trong hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều

lên LTE SC-FDMA (Single Carrier Frequency Division Multiple Access) sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều đã tận dụng được những ưu điểm của hệ thống LTE và thông tin đa chặng, tuy nhiên chất lượng của hệ thống vẫn còn thấp do bị ảnh hưởng mạnh của kênh truyền và nhiễu tự giao thoa. Trong bài báo này, chúng ta sẽ tìm hiểu một số phương pháp ước lượng kênh truyền cho hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều dựa trên mẫu pilot, từ đó đưa ra một số đánh giá và nhận xét. Từ khóa— ước lượng kênh truyền; SC-FDMA; trạm chuyển tiếp hai chiều; BER; MSE; pilot. I. GIỚI THIỆU Truyền thông thông tin đa chặng sử dụng trạm chuyển tiếp đã và đang được nghiên cứu một cách mạnh mẽ bởi khả năng mở rộng vùng phủ sóng và độ tin cậy cao với chi phí thấp [1]. Tuy nhiên, việc thêm một pha chuyển tiếp làm giảm hiệu quả sử dụng phổ. Bằng cách sử dụng kỹ thuật mã hóa mạng tương tự (Analog Network Coding - ANC), việc trao đổi dữ liệu được thực hiện trong hai pha [2], hiệu quả sử dụng phổ được cải thiện trong trạm chuyển tiếp hai chiều (Two-way Relay - TWR). Trong đó trạm gốc và thuê bao truyền đồng thời tín hiệu trong pha đầu tiên gọi là pha đa truy cập (Multiple Acess Channel - MAC). Trong pha thứ hai gọi là pha quảng bá (Broadcast Channel - BC), tín hiệu nhận được tại trạm chuyển tiếp được khuếch đại và truyền đi. Bộ khử nhiễu tự giao thoa (Self-Interference Cancelation - SIC) tại trạm gốc và thuê bao sẽ được dùng để khôi phục lại tín hiệu mong muốn. Trong hai xu thế của thế hệ di động 4G (WiMax và LTE) thì LTE tỏ ra có tiềm năng nhất bởi lợi thế về tốc độ và khả năng hỗ trợ di động cho thiết bị đầu cuối. 3GPP (3rd Generation Partnership Project) sử dụng SC-FDMA cho đường lên và OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) cho đường xuống của LTE [3]. Trong đó SC-FDMA hứa hẹn là một kỹ thuật truyền thông tốc độ cao [4]. SC-FDMA là một phiên bản thay đổi từ OFDM với dữ liệu trong miền thời gian được chuyển qua miền tần số bằng bộ DFT (Discrete Fourier Transform) trước khi qua các bộ xử lý như hệ thống OFDM thông thường. Do đó SC-FDMA thừa hưởng các ưu điểm cũng như độ phức tạp của kỹ thuật OFDM. Ưu điểm của SC-FDMA so với OFDM là tỉ số công suất đỉnh trên công suất trung bình (Peak to Average Power Ratio - PAPR) thấp hơn làm cho các bộ khuếch đại công suất tại thuê bao đơn giản và hiệu quả hơn [5]. Mặc dù việc khảo sát hệ thống TWR dựa trên kỹ thuật ANC đã được tiến hành nhiều nhưng việc khôi phục lại tín hiệu ban đầu vẫn dựa trên việc biết trước trạng thái hoàn hảo của kênh truyền [6], [7]. Gần đây, vấn đề ước lượng kênh truyền trong TWR đã được nghiên cứu khi kênh truyền có tính thuận nghịch giữa pha MAC và pha BC [8], [9], [10]. Với kênh truyền không có tính thuận nghịch trong mạng TWR sử dụng ANC, việc ước lượng kênh truyền có thể thực hiện theo hai phương pháp, ước lượng độc lập cho kênh truyền của pha MAC và pha BC tại trạm chuyển tiếp, trạm gốc và thuê bao [11], ước lượng kết hợp cho kênh truyền của pha MAC và pha BC tại trạm gốc và thuê bao [12]. Tuy nhiên, phương pháp đầu tiên đòi hỏi sự phản hồi kênh truyền ước lượng từ trạm chuyển tiếp về trạm gốc và thuê bao để khôi phục lại tín hiệu ban đầu. Để tránh sự phản hồi này, phương pháp ước lượng kết hợp thứ hai được phát triển cho hệ thống OFDM sử dụng TWR với kênh truyền có tính thuận nghịch [9], [10]. Để ước lượng kênh truyền, tín hiệu chuẩn được chèn vào tín hiệu truyền đi cùng với dữ liệu và được gọi là tín hiệu pilot. Tín hiệu chuẩn sử dụng trong hệ thống đường lên LTE được tạo từ chuỗi Zadoff-Chu (ZC) do một số ưu điểm của nó [5]. Trong hệ thống SC-FDMA, tín hiệu pilot dùng cho việc ước lượng được chèn vào tất cả các sóng mang khả dụng theo chu kỳ trong miền thời gian, gọi là sắp xếp tín hiệu pilot kiểu khối (Block- type Pilot Symbols Arrangement - BTPA) [13]. Sự khác nhau cơ bản trong cách chèn pilot của đường lên LTE và BTPA thông thường là tín hiệu pilot trong hệ thống đường lên LTE được chèn vào ký tự chính giữa (ký tự thứ tư) trong một khe thời gian (gồm 7 ký tự). Trong Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) ISBN: 978-604-67-0349-5 450 Hình 1. Mô hình hệ thống của mạng TWR. các nghiên cứu trước đây, việc ước lượng kênh truyền dựa trên mẫu pilot trong hệ thống SC-FDMA đã được tìm hiểu. Việc ước lượng có thể được thực hiện trên miền tần số do đơn giản trong cách tính toán [14]. Với kênh truyền biến đổi nhanh, ước lượng kênh truyền kết hợp bộ lọc Kalman cho hiệu quả cao nhưng lại phức tạp [15]. Trong bài này, chúng ta sẽ khảo sát một số phương pháp ước lượng trên cơ sở BTPA tại thuê bao cho hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều dựa trên kỹ thuật ANC. Ở đây ta giả sử rằng kênh truyền có tính thuận nghịch, do đó cải thiện được hiệu suất của mạng TWR [16]. Để ước lượng kênh truyền, chúng ta có thể sử dụng phương pháp bình phương nhỏ nhất (Least Square - LS) trong miền thời gian (Time Domain - TD), miền tần số (Frequency Domain - FD) và miền dữ liệu (Data Domain - DD). Trong đầu thu SC-FDMA, tín hiệu sau bộ IDFT (Invert Discrete Fourier Transform) là tín hiệu QAM (Quadrature Amplitude Modulation) và ta gọi miền này là miền dữ liệu. Thêm vào đó, trong miền tần số, ta có thể sử dụng phương pháp ước lượng tối thiểu hóa trung bình bình phương lỗi (Minimum Mean Square Error - MMSE) và các phương pháp cải thiện chất lượng của phương pháp LS ở tỉ số tín hiệu trên nhiễu (Signal to Noise Ratio - SNR) thấp. Sau khi đã ước lượng kênh truyền, việc khôi phục lại dữ liệu ban đầu được thực hiện. Cấu trúc của bài báo này gồm các phần như dưới đây. Trong phần II sẽ giới thiệu mô hình của hệ thống SC-FDMA sử dụng TWR dựa trên kỹ thuật ANC. Các kỹ thuật ước lượng sẽ được tìm hiểu trong phần III. Kết quả đánh giá của các phương pháp ước lượng sẽ được đưa ra thông qua các kết quả mô phỏng ở phần IV. Cuối cùng, phần V sẽ là phần kết luận của bài báo. II. MÔ HÌNH HỆ THỐNG Xét một mạng TWR được cho ở Hình 1 với trạm gốc BS (Base Station) và thuê bao MS (Mobile Station) trao đổi dữ liệu với nhau thông qua trạm chuyển tiếp R (Relay). BS, R và MS đều được trang bị với một anten duy nhất. Ở đây ta sử dụng trạm chuyển tiếp kiểu Khuếch đại - Chuyển tiếp (Amplify and Forward - AF), trạm chuyển tiếp R đơn giản chỉ khuếch đại dạng sóng của tín hiệu tương tự nhận được rồi chuyển tiếp chứ Hình 2. Sơ đồ khối hệ thống SC-FDMA. không giải mã tín hiệu như ở kiểu Giải mã - Chuyển tiếp (Decode and Forward - DF) [1]. Ta giả sử rằng không có đường truyền trực tiếp giữa BS và MS. Thông tin trao đổi được thực hiện trong hai pha. Trong pha đầu tiên gọi là pha MAC, BS và MS truyền dữ liệu đồng thời đến R. Trong pha thứ hai gọi là pha BC, trạm chuyển tiếp R khuếch đại và phát lại tín hiệu nhận được trong pha đầu tiên về lại BS và MS. Một khi nhận được tín hiệu từ trạm chuyển tiếp, BS và MS thực hiện việc ước lượng kênh truyền sau đó khôi phục lại dữ liệu cần thiết. Giả sử rằng kênh truyền giữa BS và R, MS và R có tính thuận nghịch và hầu như không thay đổi trong hai pha truyền dữ liệu. Đáp ứng xung rời rạc của kênh truyền (Channel Impulse Response - CIR) trong miền thời gian được cho bởi hi = [hi(0) hi(1) . . . hi(Li − 1)]T , với [·]T là ma trận chuyển vị của [·], Li là số đường của kênh đa đường và hi,l là độ lợi pha đinh của đường thứ l. Công suất phát trung bình của BS, MS và R tương ứng là P1, P2 và Pr. Ta sử dụng mô hình tín hiệu SC-FDMA với N sóng mang. Sơ đồ khối của hệ thống SC-FDMA được cho như ở Hình 2. Tín hiệu sau khi điều chế được chuyển thành các luồng song song. Sau khi DFT M điểm, dữ liệu được đưa qua bộ sắp xếp sóng mang sau đó được đưa lên sóng mang. Trước khi được truyền đi, dữ liệu được chèn thêm tiền tố vòng (Cyclic Prefix - CP). Cuối cùng, dữ liệu được truyền đi sau khi chuyển từ số sang tương tự (Digital to Analogue Conversion - DAC) và xử lý cao tần (Radio Frequency - RF). Giả sử rằng vector dữ liệu sau khi điều chế là xi,d = [xi,d(0) xi,d(1) . . . xi,d(M − 1)]T . Tín hiệu chuẩn xi,p = [xi,p(0) xi,p(1) . . . xi,p(M − 1)]T dùng để ước lượng kênh truyền trong LTE được tạo từ chuỗi ZC có dạng xi,p (m) = ejφm với φm được xác định bởi [5] φm =  −2pir M ( m2 2 + qm ) ,M chan −2pir M ( m(m+ 1) 2 + qm ) ,M le (1) trong đó 0 ≤ m ≤ M − 1, q là số nguyên dương bất kì và r là số nguyên dương bất kì nguyên tố cùng nhau Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) ISBN: 978-604-67-0349-5 451 với M , i = 1 ứng với trạm gốc BS và i = 2 ứng với thuê bao MS. Chuyển tín hiệu từ miền thời gian sang miền tần số Xi (κ) = 1√ M M−1∑ m=0 xi,p (m) e −j2pimκ/M (2) với κ = 0, 1, . . . ,M . Sau khi chuyển sang miền tần số, Xi (κ) được điều chế lên sóng mang thứ k Xi (k) = { Xi (κ) , k = ΓM (κ) 0, k 6= ΓM (κ) (3) với k = 0, 1, . . . , N và ΓM là tập các chỉ số điều chế sóng mang có M phần tử, nếu nó gồm các phần tử là các chỉ số liên tiếp nhau thì kiểu sắp xếp sóng mang là tập trung, nếu các chỉ số không liên tiếp nhau thì kiểu sắp xếp là phân tán. Sau đó, tất cả tín hiệu sau khi sắp xếp sóng mang được chuyển về miền thời gian bằng bộ IFFT (Invert Fast Fourier Transform) N điểm xi (n) = 1√ N N−1∑ k=0 Xi (k) e j2pink/N (4) Tín hiệu chuẩn xi,p = [xi,p(0) xi,p(1) . . . xi,p(N − 1)]T đều đã biết trước tại BS, MS. Tín hiệu cần truyền đi và tín hiệu chuẩn có liên hệ với công suất phát ‖x1‖2 = NP1 và ‖x2‖2 = NP2 [17]. Trong đó ‖ · ‖ biểu thị chuẩn Frobenius của ma trận. Để tránh nhiễu liên ký tự (Inter Symbol Interference - ISI), ta thực hiện chèn CP x˜i = [xi(N −G) . . . xi(N − 1) xi(0) . . . xi(N − 1)]T . Thông thường, ta chọn độ dài của CP G ≥ max (L1, L2) để ISI có thể được loại bỏ hoàn toàn. Tín hiệu nhận được tại trạm chuyển tiếp R trong pha MAC sau khi loại bỏ CP yr = Ω1x1 +Ω2x2 + zr (5) trong đó Ωi là ma trận vòng N × N có h˜i =[ hTi 01×(N−Li) ]T là cột đầu tiên [17], zr là vector nhiễu nhiệt tại trạm chuyển tiếp R có var (zr) = σ2z , 0a×b biểu thị ma trận zero có kích thước a× b. Hệ số khuếch đại tại Relay để công suất phát tại Relay là Pr: α =√ Pr β1P1 + β2P2 + σ2z [17]. Trong đó βi = Li−1∑ l=0 σ2hi(l) với i = 1, 2 và { σ2hi(l) }Li−1 l=0 là ma trận hiệp phương sai của kênh truyền. Tín hiệu nhận được trong miền thời gian tại BS và MS ở pha BC yi = αΩiΩixi + αΩiΩjxj + αΩizr + zi (6) trong đó (i, j) ∈ {(1, 2) , (2, 1)} , zi là vector nhiễu nhiệt tại BS và MS. Chú ý rằng ΩiΩm là ma trận vòng Hình 3. Ước lượng trên các miền tại đầu thu hệ thống SC-FDMA. N ×N có cột đầu tiên h˜im = [ hTim 01×(N−L˜im) ]T = h˜i ~ h˜m (7) với m = i, j và ~ là ký hiệu của ma trận chập vòng, vector him có độ dài L˜im = Li+Lm−1 biểu thị những phần tử khác 0 của phép chập vòng giữa h˜i và h˜m. Phần tử thứ l của him được cho bởi him (l) = min(l,Lm−1)∑ l′=max(0,l−Li+1) hi (l − l′)hm (l′) (8) với l = 0, 1, . . . , L˜im − 1 và m = i, j. III. CÁC PHƯƠNG PHÁP ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN DỰA TRÊN MẪU PILOT Ở phần này ta sẽ tập trung nghiên cứu một số phương pháp ước lượng dựa trên tín hiệu chuẩn. Việc ước lượng kênh truyền có thể được thực hiện trong miền thời gian, miền tần số và miền dữ liệu như ở Hình 3. A. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất trên miền thời gian (Time Domain Least Square Channel Estimation - TDLS) Bởi vì ma trận ΩiΩi và ΩiΩj là ma trận vòng, phương trình (6) có thể viết lại [17] yi =α [ ψii ψij ] [hii hij ] + αΩizr + zi =αψihi + z˜i (9) trong đó ψi = [ ψii ψij ] với ψim là ma trận vòng N × L˜im có xm là cột đầu tiên, hi = [ hTii h T ij ]T biểu thị ma trận kênh đa hợp và z˜i = αΩizr + zi. Thành phần đầu tiên hii và thành phần thứ hai hij là hai yếu tố cần thiết để khôi phục lại tín hiệu ban đầu. Phương pháp ước lượng theo tiêu chuẩn LS tìm ước Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) ISBN: 978-604-67-0349-5 452 lượng hˆi của hi để tối thiểu hóa giá trị J(hˆi) =‖yi − αψihˆi‖2 = ( yi − αψihˆi )H ( yi − αψihˆi ) =yHi yi − αyHi ψihˆi − αhˆ H i ψ H i yi +α2hˆ H i ψ H i ψihˆi (10) Cho đạo hàm của J(hˆi) theo hˆi bằng 0 ∂J(hˆi) hˆi = −2α(ψHi yi)∗ + 2α2(ψHi ψihˆi)∗ = 0 (11) với (·)∗ là ma trận liên hợp phức của (·). Giải ra ta được αψHi ψihˆi = ψ H i yi. Phương pháp ước lượng TDLS được cho bởi hˆiLS = ( αψHi ψi )−1 ψHi yi (12) với [·]H là ma trận Hermitian của [·]. B. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất trên miền tần số (Frequency Domain Least Square Channel Estimation - FDLS) Sử dụng FFT (Fast Fourier Transform) cho phương trình (9) và giải điều chế sóng mang, chuyển tín hiệu thu được sang miền tần số Yi = Fyi =F(αψihi + z˜i) =αFψiF HFhi + Fz˜i =αFψiF HHi + Z˜i (13) trong đó Yi = Fyi = [Yi(0) Yi(1) . . . Yi(M − 1)]T , Z˜i = Fz˜i = [ Z˜i(0) Z˜i(1) . . . Z˜i(M − 1) ]T , Hi = Fhi = [ HTii H T ij ]T tương ứng là vector tín hiệu thu, vector nhiễu và vector đáp ứng kênh truyền trong miền tần số, F =  W 00 N · · · W 0(N−1)N ... . . . ... W (N−1)0 N · · · W (N−1)(N−1)N  là ma trận FFT với WnkN = 1√ N e−j2pi(n/N)k. Phương trình (13) có thể được viết lại ở dạng ma trận Yi = αΨiHi + Z˜i (14) với Ψi = [diag (Ψij) diag (Ψii)] và Ψim = [Ψim(0) Ψim(1) . . . Ψim(M − 1)]T = Fxm là vector FFT của tín hiệu phát. Sử dụng tiêu chuẩn LS, phương pháp FDLS được cho bởi HˆiLS = (αΨHi Ψi) −1ΨHi Yi = α −1Ψ−1i Yi (15) Đối với các khối mà tín hiệu pilot được chèn vào các sóng mang tại một thời điểm, ước lượng LS trong miền tần số được lấy đơn giản bằng cách chia biến đổi Fourier của tín hiệu nhận cho tín hiệu pilot [18]. C. Phương pháp ước lượng tối thiểu hóa trung bình bình phương lỗi (Minimum Mean Square Error Channel Estimation - MMSE) Xét ước lượng LS: HˆiLS = α−1Ψ−1i Yi , H˜i. Sử dụng hàm trọng lượng W, xác định ước lượng theo tiêu chuẩn MMSE Hˆi ,WH˜i. Trung bình bình phương lỗi (Mean Square Error - MSE) của phương pháp FDMMSE được cho bởi [18] J(Hˆi) = E {‖e‖2} = E {‖Hi − Hˆi‖2} (16) với E {·} là giá trị trung bình. Phương pháp ước lượng kênh truyền FDMMSE tìm giá trị ước lượng thông qua W sao cho MSE ở phương trình (36) là nhỏ nhất. Sử dụng định lý trực giao cho ước lượng tuyến tính với e = Hi − Hˆi và H˜i trực giao với nhau [18] E { eH˜ H i } =E { (Hi − Hˆi)H˜Hi } =E {( Hi −WH˜i ) H˜ H i } =E { HiH˜ H i } −WE { H˜iH˜ H i } =RHiH˜i −WRH˜iH˜i = 0 (17) trong đó RAB là ma trận tương quan chéo của ma trận A và B, RAB = E { ABH } và H˜i là ước lượng FDLS được cho bởi H˜i = α−1Ψ−1i Yi = Hi + α −1Ψ−1i Z˜i (18) Giải phương trình (17), ta được W W = RHiH˜iR −1 H˜iH˜i (19) với RH˜iH˜i là ma trận tự tương quan của H˜i được cho bởi RH˜iH˜i = E { H˜iH˜ H i } = E {( Hi + α−1Ψ−1i Z˜i )( Hi + α−1Ψ−1i Z˜i )H} = E { HiHHi } + α−2E { Ψ−1i Z˜iZ˜ H i (Ψ −1 i ) H } (20) và RHiH˜i là ma trận tương quan chéo giữa kênh truyền thực tế và kênh truyền ước lượng trong miền thời gian. Do giả sử Ψi không tương quan với Z˜i, ta được RH˜iH˜i =E { HiHHi } +α−2E { Z˜iZ˜ H i } E { (ΨiΨ H i ) −1} =RHiHi + α −2RZ˜iZ˜iE { | 1 xi |2 } (21) Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) ISBN: 978-604-67-0349-5 453 Ma trận tự tương quan RZ˜iZ˜i được cho bởi RZ˜iZ˜i = E { Z˜iZ˜ H i } = σ2n ( α2βi + 1 ) I (22) với I là ma trận đơn vị. Thay SNR = E {|xi|2} σ2n và γ = E {|xi|2}E{| 1xi |2 } là hằng số phụ thuộc kiểu điều chế. Hˆi =WH˜i = RHiH˜iR −1 H˜iH˜i H˜i =RHiH˜i ( RHiHi + γ SNR ( βi + α −2) I)−1 H˜i (23) RHiHi và RHiH˜i được tính ở [18] RHiHi = RHiH˜i =E {hk,lh∗k′l′} =E { hk,lh˜ ∗ k′l′ } =rf [k − k′]rt[l − l′] (24) trong đó k là chỉ số sóng mang trong miền tần số, l là chỉ số kí hiệu trong miền thời gian. Trong kênh đa đường suy hao theo hàm mũ, tương quan trong miền tần số được cho bởi rf [k] = 1 1 + j2piτrmsk∆f (25) với ∆f = 1 Tsub là khoảng cách sóng mang cho khoảng FFT, τrms là căn trung bình bình phương trải trễ [18] τrms = √√√√√√ ∑ k P (τk) τ 2 k∑ k P (τk) −  ∑ k P (τk) τk∑ k P (τk) 2 (26) với P (τk) là công suất tại thời điểm trải trễ τk. Trong kênh pha đinh với trải trễ Doppler tần số fmax, tương quan trong miền thời gian được cho bởi rt[l] = J0(2pifmaxlTsym) (27) với Tsym = Tsub+TG, Tsub là khoảng cách sóng mang, TG là khoảng bảo vệ, J0(x) là hàm Bessel bậc 0 loại 1, trong đó rt(0) = J0(0) = 1. Ta có trong một mẫu SC-FDMA, tương quan trong miền thời gian là ma trận đơn vị [18]. Kỹ thuật ước lượng FDMMSE có hiệu quả tốt hơn so với kỹ thuật FDLS, đặc biệt là ở SNR thấp. Kỹ thuật ước lượng MMSE giả sử rằng đã biết được tương quan của kênh truyền và nhiễu nên loại bỏ được ảnh hưởng của kênh truyền và nhiễu tốt hơn nhưng lại phức tạp trong việc tính toán. D. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất với cửa sổ trên miền tần số (Frequency Domain Least Square Channel Estimation with Rectangule Windowing - FDLSRW) Khi sử dụng ước lượng kênh truyền trong miền tần số, kết quả ước lượng bị ảnh hưởng bởi nhiễu AWGN. Chính vì lý do này, phương pháp FDLS có hiệu quả thấp hơn phương pháp FDMMSE mặc dù nó đơn giản hơn nhiều trong việc tính toán và không cần biết điều kiện của kênh truyền như phương pháp MMSE. Phương pháp FDLSRW được đưa ra để giảm ảnh hưởng của nhiễu ở SNR thấp. Sử dụng phương pháp FDLS, dùng một cửa sổ hình chữ nhật di chuyển để làm phẳng đáp ứng kênh truyền ở miền tần số trong khoảng cửa sổ, từ đó có thể giảm ảnh hưởng của nhiễu [14]. Phương pháp FDLSRW được biểu diễn dưới dạng toán học HˆiLSW (k) = k+[R/2]∑ k−[R/2]+1 δ (i) HˆLS (i) k+[R/2]∑ k−[R/2]+1 δ (i) (28) trong đó k = 0, 1, . . . ,M − 1, R là chiều dài cửa sổ, δ (i) được định nghĩa bởi δ (i) = { 1, i ≥ 0 0, i < 0 . Phương pháp này được thực hiện bằng cách di chuyển cửa sổ để lấy giá trị trung bình cho từng phần tử của đáp ứng kênh truyền trong miền tần số sau khi ước lượng bằng phương pháp FDLS. Hình 4 mô tả nguyên lý của phương pháp FDLSRW. Phương pháp này được dự kiến có hiệu quả tốt hơn phương pháp FDLS ở SNR thấp do nó giảm được ảnh hưởng của nhiễu tốt. Một vấn đề phải quan tâm ở phương pháp này đó là chiều dài của cửa sổ sử dụng. Chiều dài của cửa sổ chọn phải phù hợp với băng thông liên kết [18]. Băng thông liên kết là tốc độ biến đổi trung bình của kênh truyền giữa 2 sóng mang con. Trong khoảng băng thông liên kết, có thể xem kênh truyền là bằng phẳng. Băng thông liên kết quan hệ với căn trung bình bình phương trải trễ như sau [18] Bc ≈ 1 50τrms (29) Nếu chọn chiều dài cửa sổ có độ dài lớn thì sẽ chống được nhiễu tốt hơn, tuy nhiên nếu độ dài đó lớn hơn băng thông liên kết của kênh truyền thì đáp ứng kênh truyền đạt được sau phương pháp FDLSRW sẽ bị thay đổi nhiều dẫn đến lỗi sau khi ước lượng làm tăng tỉ lệ lỗi bit (Bit Error Rate - BER) của hệ thống. Thông thường, để tối ưu cho phương pháp này, ta chọn chiều dài cửa sổ lớn ở SNR thấp và chiều dài cửa sổ bé ở SNR cao. Tuy nhiên, cách này khó thực hiện cho nhiều người dùng, do mỗi người dùng chỉ chiếm một vài sóng mang con nên sẽ giảm hiệu quả của việc chống nhiễu. Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) ISBN: 978-604-67-0349-5 454 Hình 4. Di chuyển cửa sổ với chiều dài không đổi. E. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất với bộ lọc thông thấp trên miền tần số (Frequency Domain Least Square Channel Estimation with Lowpass Filtering - FDLSLP) Có một cách khác để loại bỏ ảnh hưởng của nhiễu trong ước lượng. Có thể thấy rằng đáp ứng kênh truyền trong miền tần số Hi(n) biến đổi tương đối chậm, từ đó ta có thể sử dụng bộ lọc thông thấp để loại bỏ ảnh hưởng của nhiễu cho phương pháp ước lượng [19]. Ở đây ta sẽ sử dụng phương pháp FDLS để ước lượng HˆiLS sau đó sử dụng bộ lọc thông thấp để cải thiện hiệu quả cho phương pháp này. Một chuỗi trong miền biến đổi là một chuỗi phổ của các bản sao của nó trong miền tần số. Hàm truyền ước lượng HˆiLS(n) của kênh truyền trong miền biến đổi được cho bởi Gˆi (m) = N−1∑ n=0 HˆiLS (n) e − jpinm N (30) trong đó m là chỉ số trong miền biến đổi. Thành phần tín hiệu trong Gˆi (m) nằm ở tần số thấp và nhiễu nằm ở tần số thấp lẫn tần số cao. Bộ lọc thông thấp có thể được thực hiện đơn giản bằng cách cho các giá trị trong vùng tần số cao bằng 0 G˜i (m) = { 0, fc ≤ m ≤ N − fc − 1 Gˆi (m) , cac truong hop con lai (31) trong đó fc là tần số cắt của bộ lọc. Sau đó, thực hiện biến đổi G˜i (m) về miền tần số bằng IDFT, sẽ thu được hàm truyền của kênh truyền. Phương pháp này có hiệu quả thấp hơn so với phương pháp sử dụng cửa sổ. F. Phương pháp ước lượng bình phương nhỏ nhất trên miền dữ liệu (Data Domain Least Square Channel Estimation - DDLS) Tín hiệu sau bộ IDFT là dữ liệu QAM nên có thể gọi đây là miền dữ liệu và có thể ước lượng kênh truyền trong miền này. Trong miền dữ liệu, tín hiệu nhận được sau bộ IDFT YMi = αΨ M i H M i + Z˜ M i (32) trong đó [·]M biểu thị ma trận trong miền dữ liệu, YMi = [ YMi (0) Y M i (1) . . . Y M i (M − 1) ]T là ma trận của tín hiệu thu, Z˜ M i =[ ZMi (0) Z M i (1) . . . Z M i (M − 1) ]T là ma trận Bảng I. THÔNG SỐ MÔ PHỎNG HỆ THỐNG SC-FDMA Thông số Đặc tính Số sóng mang khả dụng 64 Kích thước IFFT/FFT 128 Kiểu điều chế QPSK Kiểu sắp xếp sóng mang IFDMA Chuỗi pilot Chuỗi Zadoff-Chu Kiểu sắp xếp pilot Dạng khối Độ dài CP 20 Tốc độ lấy mẫu 5MHz nhiễu sau bộ IDFT, HMi = [( HMii )T ( HMij )T]T là ma trận của kênh truyền, ΨMi = [ ΨMii Ψ M ij ] với ΨMim là ma trận vòng M ×M có xMm là cột đầu tiên. Sử dụng tiêu chuẩn LS cho ước lượng kênh truyền trong miền dữ liệu Hˆ M iLS = ( α ( ΨMi )H ΨMi )−1 ( ΨMi )H YMi (33) Các phương pháp ước lượng trong miền này khá phức tạp. Tuy vậy, phương pháp DDLS có hiệu quả giống như phương pháp FDLS. IV. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG Trong phần này ta sẽ đưa ra kết quả mô phỏng các phương pháp ước lượng kênh truyền cho hệ thống SC- FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều. Ta chỉ khảo sát việc ước lượng tại thuê bao MS, việc ước lượng tại trạm gốc cũng cho kết quả tương tự. Giả sử rằng công suất phát tại BS, MS và R đều bằng nhau P1 = P2 = Pr. Sử dụng hệ thống SC-FDMA với các thông số được cho ở Bảng I. Ta sử dụng chuỗi Zadoff-Chu cho việc ước lượng với q = 0 và r = 3, khi đó tín hiệu chuẩn có dạng xi,p (m) = exp ( −j3pim 2 64 ) (34) với m = 0, 1, . . . , 63. Ta chọn kênh truyền giữa trạm gốc BS và trạm chuyển tiếp R có dạng suy hao theo hàm mũ với σ2hi(l) = 1− e−ai 1− e−aiLi e −ail (35) với l = 0, 1, . . . , Li − 1, ở đây ta chọn L1 = 6 và ai = 10 Li − 1 để cho β1 = 1. Kênh truyền giữa trạm chuyển tiếp R và thuê bao MS là mô hình kênh ITU PedA với L2 = 3 [20]. Để kiểm tra lại hiệu quả của các phương pháp ước lượng đã khảo sát ở trên, kết quả mô phỏng được chia làm hai phần. Trong phần đầu tiên, ta sẽ so sánh hiệu quả của các phương pháp ước lượng thông qua MSE. Trong phần thứ hai, ta sẽ so sánh BER của hệ thống khi sử dụng các phương pháp ước lượng với nội suy theo kiểu khối (Block Interpolation - BI). Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) ISBN: 978-604-67-0349-5 455 −10 −5 0 5 10 15 20 25 30 10−3 10−2 10−1 100 101 102 SNR (dB) M SE MSE cua cac phuong phap uoc luong cho kenh truyen da hop tu BS qua R den MS h21 TDLS H21 FDLS H21 FDMMSE H21 FDLSRW7 H21 FDLSRW11 H21 FDLSLP H21 DDLS −10 −5 0 5 10 15 20 25 30 10−3 10−2 10−1 100 101 102 SNR (dB) M SE MSE cua cac phuong phap uoc luong cho kenh truyen da hop tu MS qua R den MS h22 TDLS H22 FDLS H22 FDMMSE H22 FDLSRW7 H22 FDLSRW11 H22 FDLSLP H22 DDLS Hình 5. MSE của các phương pháp ước lượng kênh truyền. A. MSE MSE được cho bởi [21] MSE = E { ‖Θi − Θˆi‖2 } (36) với Θˆi là đáp ứng kênh truyền có được sau khi ước lượng và Θi là đáp ứng kênh truyền thực tế. MSE của các phương pháp ước lượng được cho ở Hình 5. Ta thấy rằng MSE của phương pháp TDLS là tốt nhất do trong miền thời gian, giả sử rằng đã biết được độ dài đáp ứng xung của kênh truyền nên sẽ cho kết quả ước lượng tốt. Tiếp đến là MSE của FDMMSE. Tuy MSE của FDMMSE không tốt như TDLS nhưng vẫn bé hơn phương pháp FDLS ở SNR thấp và ở SNR cao thì hai phương pháp này tương đương nhau, nguyên nhân là do trong ước lượng MMSE, giả sử rằng tương quan chéo của kênh truyền gốc và sau khi ước lượng, tương quan của nhiễu đã biết. Phương pháp FDLS và DDLS có kết quả như nhau do hiệu quả ước lượng trong hai miền này tương đương nhau, chỉ khác nhau ở bộ IDFT. FDLS có MSE tương đối cao nhưng có thể dùng phương pháp FDLSLP và FDLSRW để cải thiện MSE ở SNR thấp nhưng ở SNR cao thì hiệu quả của các phương pháp này rất thấp do kênh truyền ước lượng bị san phẳng. MSE của FDLSRW có chiều dài cửa sổ 11 thấp hơn FDLSRW có chiều dài cửa sổ 7 ở SNR thấp, do cửa sổ càng lớn thì càng loại bỏ ảnh hưởng của nhiễu tốt hơn. Nhưng ở SNR cao, MSE của FDLSRW có chiều dài cửa sổ 7 lại thấp hơn so sới chiều dài cửa sổ 11 bởi vì cửa sổ có chiều dài 11 lớn hơn băng thông kết hợp làm tăng sự giao thoa. Do đó ở SNR thấp ta chọn cửa sổ có chiều dài lớn và ở SNR cao thì chọn cửa sổ có chiều dài nhỏ hơn để có hiệu quả tốt hơn. B. BER Để khảo sát hiệu quả của các phương pháp ước lượng cho hệ thống SC-FDMA sử dụng TWR theo thông số BER, ta tạo các chuỗi bit dữ liệu ở BS và MS. Sau đó xử lý chuỗi bit theo sơ đồ khối phía phát của hệ thống SC-FDMA như ở Hình 2. Tín hiệu phát từ BS và MS sẽ đi qua kênh truyền rồi đến R ở pha đầu tiên, ở pha thứ hai R sẽ khuếch đại tín hiệu nhận được rồi phát lại cho BS và MS. Ở BS và MS sẽ tiến hành xử lý tín hiệu thu theo sơ đồ khối phía thu của hệ thống SC-FDMA như ở Hình 2, kết hợp với các phương pháp ước lượng và cân bằng kênh truyền để tạo lại chuỗi bit. Việc cân bằng kênh có thể được thực hiện tại các miền như ở ước lượng kênh. Nguyên lý cân bằng kênh truyền đều thực hiện như nhau trong mỗi miền. Từ phương trình (9) ta xét cân bằng kênh trong miền thời gian ψˆij = hˆ −1 ij α −1yi − hˆiihˆ −1 ij ψii (37) Sau đó so sánh chuỗi bit tạo được và chuỗi bit ban đầu, ta sẽ tính được BER cho mỗi phương pháp ước lượng. Qua Hình 6 có thể thấy hiệu quả của các phương pháp được thể hiện rõ như đã xét MSE. Phương pháp TDLS có BER tốt nhất. Phương pháp FDMMSE cũng có BER xấp xỉ phương pháp TDLS do phương pháp này đã biết được tương quan chéo của kênh truyền và phân bố nhiễu. Phương pháp FDLSRW có BER tương tự như FDMMSE và thấp hơn phương pháp FDLS ở SNR thấp do nó triệt được nhiễu tốt. Tuy nhiên ở SNR cao thì hiệu quả của phương pháp này giảm rõ rệt. Độ dài cửa Hội thảo quốc gia 2014 về Điện tử, Truyền thông và Công nghệ thông tin (ECIT2014) ISBN: 978-604-67-0349-5 456 0 5 10 15 20 25 30 10−5 10−4 10−3 10−2 10−1 100 SNR (dB) BE R BER cua he thong SC−FDMA su dung TWR voi cac phuong phap uoc luong Khong co uoc luong TDLS FDLS FDMMSE FDLSRW7 FDLSRW11 Hình 6. BER của các phương pháp ước lượng kênh truyền. sổ của phương pháp FDLSRW ảnh hưởng nhiều đến kết quả của BER ở SNR cao. Có thể thấy tuy xấp xỉ nhau nhưng ở SNR thấp, độ dài cửa sổ là 11 tốt hơn 7 nhưng ở SNR cao thì ngược lại. Phương pháp FDLS có hiệu quả tương đối và đơn giản trong tính toán. V. KẾT LUẬN Hệ thống SC-FDMA sử dụng trạm chuyển tiếp hai chiều đã tận dụng được những ưu điểm của hệ thống LTE thông tin đa chặng, tuy nhiên chất lượng của hệ thống vẫn cần được cải thiện nhằm cung cấp cho người dùng những dịch vụ tin cậy, tốc độ cao. Trong bài báo này, chúng ta đã khảo sát một số phương pháp ước lượng kênh truyền dựa trên mẫu pilot nhằm tăng chất lượng của hệ thống trong môi trường pha đinh đa đường. Việc ước lượng có thể được thực hiện trong miền thời gian, miền tần số và miền dữ liệu. Trong đó việc thực hiện trong miền thời gian cho hiệu quả tốt nhất nhưng lại có độ phức tạp cao hơn ở các miền khác, trong miền tần số đơn giản hơn và cho hiệu quả như ở miền dữ liệu. Tùy thuộc vào yêu cầu chất lượng, độ phức tạp mà ta có thể sử dụng linh động các phương pháp để tăng chất lượng của hệ thống. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] S Berger, M Kuhn, A Wittneben, “Recent Advances in Amplify- and-Forward Two-hop Relaying,” IEEE Comm. Mag., pp. 50–56, 2009. [2] B Rankov, A Wittneben, “Spectral Efficient Protocols for Half- duplex Fading Relay Channels,” IEEE J. Select. Areas Comm., pp. 379–389, 2007. [3] Harri Holma, Antti Toskala, “LTE for UMTS – OFDMA and SC-FDMA Based Radio Access,” John Wiley and Sons Pte Ltd, 2009. [4] IXIA, “SC-FDMA: Single Carrier FDMA in LTE,” IXIA White Paper, November 2009. [5] Hyung G.Myung, David J.Goodman, “Single Carrier FDMA: A New Air Interface for Long Term Evolution,” John Wiley and Sons Pte Ltd, 2008. [6] C Ho, R Zhang, YC Liang, “Two-way Relaying over OFDM: Optimized Tone Permutation and Power Allocation,” inProc. IEEE Int. Conf. Comm. (ICC), Beijing, China, May 2008. [7] Z Li, X Xia, B Li, “Achieving Full Diversity and Fast ML Decoding via Simple Analog Network Coding for Asyn- chronous Two-way Relay Networks,” IEEE Trans. Comm., pp. 3672–3671, 2009. [8] F Gao, R Zhang, YC Liang, “Optimal Channel Estimation and Training Design for Two-way Relay Networks,” IEEE Trans. Comm., pp. 3024–3033, 2009. [9] W Yang, Y Cai, J Hu, “Channel Estimation for Two-way Relay OFDM Networks,” EURASIP J. Wireless Comm. Network, pp. 1–6, 2010. [10] G Wang, F Gao, Y Wu, C Tellambura, “Joint CFO and Channel Estimation for OFDM-based Two-way Relay Networks,” IEEE Trans. Wireless Comm., pp. 456–465, 2011. [11] H Gacanin, T Sjo¨din, F Adachi, “On Channel Estimation for Analog Network Coding in a Frequency-selective Fading Channel,” IEEE EURASIP J. Wireless Comm. Network, pp. 1–12, 2011. [12] I Prodan, T Obara, F Adachi, H Gacanin, “Performance of Pilot- assisted Channel Estimation without Feedback for Broadband ANC Syste