Trang bị điện cho máy cán thép. ứng dụng PLC trong quá trình cán tự động

các chuyển động phức tạp của hệ thống. Trước đây, do trình độ khoa học kỹ thuật phát triển chưa cao nên để điều chỉnh tốc độ chính xác người ta thường dùng động cơ điện một chiều. Ngày nay với sự thâm nhập vũ bão của kỹ thuật vi tính, đặc biệt là kỹ thuật vi xử lý tín hiệu vào kỹ thuật điều khiển, đã cho phép giải quyết các thuật toán phức tạp điều khiển động cơ xoay chiều ba pha( Viết tắt: ĐCXCBP) trong điều kiện thời gian thực với chất lượng rất cao. Cùng với sự phát triển của kỹ thuật điện tử rất nhiều sản phẩm khoa học đã được ra đời đi đôi với các phần mềm ứng dụng vào điều khiển. Một trong số đó là bộ điều khiển tần số nguồn cung cấp cho động cơ điện xoay chiều ba pha dùng hệ điều khiển véc tơ kèm theo phần mềm điều khiển bằng máy vi tính. Điều đó đã dẫn tới xu hướng thay thế triệt để truyền động điện một chiều(TĐĐMC) bởi truyền động điện xoay chiều ba pha(TĐĐXCBP ) với mọi ưu thế do ít phải bảo dưỡng, kích thước nhỏ, tỉ lệ giá thành/công suất nhỏ, dễ chế tạo và ít nguy hiểm trong môi trường dễ cháy, dễ nổ ... Qua 5 năm học tập tại trường em được giao đồ án tốt nghiệp với đề tài: Điều khiển tự động truyền động điện xoay chiều ba pha dựa theo phương thức điều khiển/điều chỉnh tựa theo từ thông Rotor(viết tắt: T4R, gốc tiếng Anh: Rotor flux oriented, Rotor flux orientation). Phần II Vector không gian của các đại lượng ba pha 2.1 Xây dựng vector không gian ĐCXCBP - dù là ĐCKĐB hay ĐCĐB - đều có ba cuộn dây Stator với dòng điện ba pha, bố trí không gian như hình vẽ: Hình 2.1 Mô hình đơn giản của ĐCKĐB ba pha rotor lồng sóc Ta không cần quan tâm đến việc động cơ được đấu theo hình sao hay tam giác, ba dòng điện isu, isv và isw là ba dòng chảy từ lưới qua đầu nối vào động cơ. Khi chạy động cơ bằng biến tần, đó là ba dòng ở đầu ra của biến tần. Ba dòng điện đó thoả mãn phương trình: isu(t) + isv(t) + isw(t) = 0 (2.1) Trong đó từng dòng điện pha thoả mãn các công thức sau đây: isu(t) = ùis ờcos(wst) (2.2a) isv(t) = ùis ờcos(wst + 1200) (2.2b) isw(t) = ùisờcos(wst + 2400) (2.2c) Một cách lý tưởng thì ba cuộn dây của ĐCXCBP đặt lệch nhau một góc 1200 trên mặt cắt ngang. Nếu trên mặt phẳng đó ta thiết lập một hệ trục toạ độ phức với trục thực đi qua cuộn đây u của động cơ, ta có thể dựng vector không gian sau đây: (2-3) Theo công thức (2.3), vector is(t) là vector có modul không đổi, quay trên mặt phẳng phức (cơ học)với tốc độ ws và tạo với trục thực (đi qua trục cuộn dây pha u ) một góc g = ws(t) (fs là tần số mạch Stator).Việc xây dựng vector iS(t) được mô tả như sau: 1 Im v w u g is(t) Re Hình 2.2 Thiết lập các vector không gian từ các đại lượng pha Qua hình 2.2 ta thấy rằng các dòng điện pha chính là hình chiếu của vector mới thu được lên trục cuộn day pha đó. Đối với các đại lượng khác của động cơ điện áp Stator, dòng Rotor, từ thông Stator hoăc Rotor ta đều có thể xây dựng các vector không gian tương ứng như đối với dòng điện kể trên. Ta đặt tên cho trục thực của mặt phẳng nói trên là a và trục ảo là b .Ta hãy quan sat hình chiếu của vector dòng ở trên xuống hai trục đó. Hai hình chiếu đó được đặt tên là isa và isb. 1200 1200 1200 isu = isa a is isw isb isv jb Hình 2.3 Biểu diễn dòng điện Stator dưới dạng vector không gian với các phần tử isa và isb thuộc hệ toạ độ Stator cố định Hai dòng điện kể trên là hai dòng hình sin. Ta có thể hình dung ra một động cơ điện tương ứng với hai cuộn dây cố định a và b thay thế cho ba cuộn u, v, w. Trên cơ sở công thức (2.1) kèm theo điều kiện điểm trung tính của 3 cuộn dây Stator không nối đất, ta chỉ cần đo 2 trong 3 dòng điện Stator là ta đã có đầy đủ thông tin về vector is(t) với các thành phần trong công thức (2.4). Công thức (2.4) chỉ đúng khi trục của cuộn dây pha u được chọn làm trục quy chiếu chuẩn như trong hình (2.3). Điều này có ý nghĩa trong toàn bộ quá trình xây dựng hệ thống điều khiển/ điều chỉnh sau này: isa = isu (2.4a) (2.4b) Tương tự đối với vector dòng Stator, các vector điện áp Stator, dòng Rotor, từ thông Stator và Rotor đều được biểu diễn bởi các phần tử thuộc hệ toạ độ Stator is = isa + j.isb (2.5a) us = usa + j.usb (2.5b) ir = ira + j.irb (2.5c) yr = yra + j.yrb (2.5c) ys = ysa + j.ysb (2.5d) 2.2 Chuyển hệ toạ độ cho vector không gian Mục đích của ta ở đây là đưa cách quan sát các đại lượng vector trên hệ tọa độ Stator cố định về quan sát trên hệ tọa độ quay đồng bộ với từ thông Stator. Xét hệ tọa độ tổng quát xy và hình dung có một hệ tọa độ khác x*y* có chung điểm gốc nằm lệch đi một góc J* so với hệ xy. Quan sát một góc V bất kỳ ta thu được: - trên hệ xy: Vxy = x + jy (2.6) trên hệ x* y*: V* = x* + jy* (2.7) jy* jy V x y* x x* x* J* Hình 2.4 chuyển hệ tọa độ cho vector không gian bất kỳ V Từ hình 2.4 ta có: x* = x cosJ* + y sinJ* (2.8a) y* = x sinJ* + y cosJ* (2.8b) Thay (2.8a) và (2.8b) vào (2.7) ta có: V* = (x cosJ* + y sinJ*) + j(x sinJ* + y cosJ*) (2.9a) = (x=jy) (cosJ* - j sinJ**) = Vxy e-jJ* (2.9b) Một cách tổng quát ta thu được từ(2.9a) và (2.9b) công thức chuyển hệ tọa độ sau đây: Vxy = V* ejJ* Û V* = Vxy e-jJ* (2.10) Hai hệ toạ độ xy và x*y* được coi là cố định hay góc lệch pha J* giữa chúng là không đổi .Tuy nhiên trong thực tế J*có thể là một góc biến thiên với tốc độ góc w* = dJ*/dt. Trong trường hợp đó hệ toạ độ x*y* là hệ toạ độ quay tròn với tốc độ góc w* xung quanh điểm gốc của hê toạ độ xy. Bây giờ giả sử ta quan sát ĐCXCBP đang quay với tốc độ góc w = dJ/dt, trong đó J là góc tạo bởi trục Rotor và trục chuẩn(đi qua trục cuộn dây pha u ).Ta mô tả vector dòng Stator isvà vector từ thông Rotor yr với modul và góc pha ngẫu nhiên. Vector từ thông quay với tốc độ góc ws = 2pfs = dJs/dt. Trong đó fs là tần số mạch điện Stator. Ta thấy ở hình dưới đây sự chênh lệch giữa w và ws sẽ tạo nên dòng Rotor với tần số fs, dòng đó cũng được biểu diễn dưới dạng vector ir quay với tốc độ góc wr = 2pfr. jsb jb d isa isq a isd w Js J ws rotor Hình 2.5 Biểu diễn vector không gian trên hệ toạ độ từ thông Rotor, còn gọi là hệ toạ độ dq ở hình trên nếu ta xây dựng một hệ tọa độ mới có trục thực có hướng trùng với hướng của vector yr và gốc toạ độ trùng với gốc toạ độ hệ ab và đặt tên cho các trục mới là dq. Ta thấy hệ mới này quay xung quanh điểm gốc với tốc độ góc ws và vector is có các phần tử mới là isd và isq. Để dễ nhận biết được vector đang được quan sát ở hệ toạ độ nào ta qui ước thêm hai chỉ số f và s vào hệ toạ đọ từ thông Rotor và Stator: Ví dụ: iss : vector dòng Stator quan sát trên hệ ab. ifs : vector dòng Stator quan sát trên hệ dq. Từ đó ta có: (2.11b) Nếu biết góc Js ta có thể rễ ràng tính được ifs bằng công thức (2.10): ifs = iss e-jJs (2.12) hoặc một cách chi tiết hơn: isd = isb sinJs + isa cosJs (2.13a) isq = isb cosJs + isa sinJs (2.13a) Trong đó iss cũng như các phần tử isa , isb đã được tính bằng phương trình (2.4a) và (2.4b) trên cơ sở các dòng pha đo được isu , isv . Toàn bộ quá trình các diễn giải ở trên được tổng kết lại một cách đầy đủ trong hình 2.6. Hình 2.6 Thu thập các giá trị thực của vector dòng Stator trên hệ toạ độ từ thông Rotor (hệ toạ độ dq) Một ưu điểm rễ nhận thấy của hệ tọa mới ở chỗ, do các vector is và yr cũng như hệ toạ độ dq quay đồng bộ với nhau với tốc độ góc ws quanh điểm gốc, các phần tửcủa vector (ví dụ: isd , isq) là các đại lượng một chiều. Trong chế độ vận hành xác lập, các phần tử thậm chí có thể là không đổi. Trong quá trình quá độ, chúng có thể biến thiên theo một thuật toán đã định trước. Mặt khác, trên cơ sở hình 2.6 ta có thể nhận thấy ngay khó khăn thực tiễn của việc xác định isd và isq là việc xác định góc Js . Trong trường hợp ĐCĐB, góc đó được xác định một cách dễ dàng bằng thiết bị đo tốc độ vòng quay(máy phát xung kèm vạch 0, resolver). Trong trượng hợp ĐCKĐB, góc Js được tạo nên bởi tộc độ góc ws = w + wr, trong đó chỉ có w là có thể đo được. Ngược lại, wr = 2pfr với fr là tần số của mạch Rotor ta chưa biết. Vậy phương pháp mô tả trên hệ tọa độ dq đòi hỏi phải xây dựng được phương pháp tính wr một cánh chính xác, đó là hệ thống điều khiển/điều chỉnh kiểu tựa theo từ thông Rotor (viết tắt: T4R). Một cách tương tự như đối với vector dòng Stator, ta có thể biểu diễn tất cả các vector còn lại trên hệ toạ độ dq. usf = usd + j.usq (2.14a) irf = ird + j.irq (2.14b) yrf = yrd + j.yrq (2.14c) ysf = ysd + j.ysq (2.14d) Nếu tinh ý ta sễ nhận thấy trong pt(2.14c) có yrq = 0 do trục q đứng vuông gócvới bản thân vector yr . Tuy nhiên, trên thực tế rất khó khăn tính tuyệt đối chính xác góc Js, do đó ta vẫn giữ yrq để đảm bảo tính khách quan trong khi quan sát. 2.3 Khái quát ưu thế của việc mô tả ĐCXCBP trên hệ toạ độ từ thông Rotor Phương pháp mô tả ĐCXCBP trên hệ toạ độ từ thông Rotor là phép mô tả dẫn tới các tương quan giống như đối với ĐCMC, nhằm đạt được các tính năng điều khiển/điều chỉnh tương tự với ĐCMC. Sau khi xây dựng vector không gian cho các đại lượng dòng, áp từ thông động cơ và chuyển các vector đó sang quan sát trên hệ tọa độ từ thông Rotor (tọa độ dq) ta thu được các quan hệ đơn giản sau đây giữa mô men quay, từ thông và các phần tử của vector dòng Stator. (2.15a) (2.15b) Trong đó: yrd phần tử dcủa vector từ thông Rotor . isd,isq phần tử d và q của vector dòng Stator . mM mô men quay động cơ . Lr, Lm điện cảm Rotor, hỗ cảm giữa Stator và Rotor pc số đôi cực động cơ Tr hằng số thời gian của Rotor p toán tử laplace Từ pt (2.16a) ta thấy từ thông Rotor có thể tăng giảm gián tiếp thông qua việc tăng giảm isd . Quan hệ giữa hai đại lượng này là trễ bậc nhất với hằng số thời gian Tr . Nếu thành công trong việc áp đặt nhanh, chính xác isd ta có thể coi isd là dòng kích từ của động cơ. Nếu thành công trong việc điều chỉnh ổn định yrd tại mọi điểm công tác của động cơ, đồng thời thành công trong việc áp đặt nhanh và chính xác dòng isq , theo pt(2.16b) sẽ có thể coi isq là đại lượng điều khiển mô men động cơ. Do đó isq được gọi là dòng tạo mô men quay. Các đặc tính vừa điểm qua cho phép ta xây dựng cấu trúc điều khiển như hình 2.7 u J J* w w* mM~isq usq usd isu isv v w + - Hình 2.7 Cấu trúc hệ thống TĐĐXCBP đơn giản trên cơ sở T4R Trên cơ sở các tính năng lý tưởng mà đến nay ta luôn giả thiết cho bộ điều chỉnh dòng(viết tắt: ĐCD), ta đã thu được một cấu trúc hệ thống điều chỉnh hoàn toàn giống như hệ thống TĐĐMC. Điểm khác biệt là cách thực hiện bộ ĐCD, tuy vậy đây là vấn đề giành cho phần sau này. Với cách quan sát mới ta không còn quan tâm đến từng pha riêng lẻ nữa, mà là toàn bộ vector: tại từng điểm làm việc của động cơ, vector is phải cung cấp hai thành phần thích hợp: isd để điều khiển từ thông Rotor, isq để sản sinh mô men quay như bộ ĐCTĐQ đòi hỏi. Phần III mô hình gián đoạn Động cơ không đồng bộ ba pha Rotor lồng sóc Chúng ta biết rằng vi xử lý cũng như máy tính là các phần tử làm việc không liên tục mà gián đoạn. Có nghĩa là: thiết bị điều khiển/điều chỉnh trên cơ sở vi xử lý/vi tính chỉ có khả năng xử lý các giá trị thực/giá trị cần thu được ở các thời điểm gián đoạn thường là cách đều và đáp ứng thu được cũng chỉ thu được ở các thời điểm gián đoạn tương ứng . Ngay từ những ngày đầu của kỹ thuật điều khiển truyền động trên cơ sở vi xử lý/vi tính, đã tồn tại và vẫn còn tồn tại : xu hướng coi cả đối tượng điều khiển/điều chỉnh lẫn thiết bị điều khiển/điều chỉnh là các khâu gần như liên tục. Điều đó cho phép ta tận dụng các kinh nghiệm và phương pháp thu được trên cơ sở các hệ hống tương tự. Tuy nhiên phương thức trên đã trở nên lạc hậu, phương thức hợp lý phải là: xây dựng thuật toán điều khiển/điều chỉnh trên cơ sở các mô hình gián đoạn mô tả xác thực đối tượng điều khiển/điều chỉnh tại các thời điểm gián đoạn cách đều mà đối tượng được quan sát. Vấn đề là ta phải tìm phương pháp thu thập các mô hình gián đoạn cần thiết từ các mô hình liên tục đã xây dựng. Mục đích của việc xây dựng các mô hình gián đoạn là để thiết kế các khâu điều chỉnh. Điều này cho phép đơn giản hoá mô hình ở một chừng mực nào đấy, tránh vượt khả năng tính toán của vi xử lý/vi tính. Các sai số của mô hình sễ được triệt tiêu bằng các biện pháp bù hiệu chỉnh sau này. 3.1 Mô hình gián đoạn của ĐCKĐB trên hệ tọa độ Stator Từ mô hình liên tục của ĐCKĐB ta có phương trình trạng thái của ĐCKĐB như sau: (3.0) trong đó: uss vector đại lượng đầu vào (đồng thời là vector điện áp Stator) với các phần tử là số thực xs vector trạng thái với các phần tử là số thực As ma trận hệ thống Bs ma trận đầu vào Tích phân phương trình trên trong phạm vi giữa hai thời điểm trích mẫu ta thu được mô hình gián đoạn sau đây của ĐCKĐB: xs(k+1) = Fs(w,T)xs(k) + Hs(w,T)uss(k) (3-1) trong đó: (3.2a,b) với: k = 0,1,2,... ,Ơ ; T = chu kỳ trích mẫu Dễ nhận thấy rằng vector đầu vào uss sẽ do vi tính cung cấp ở các thời điểm gián đoạn cách đều,vì thế các phần tử của vector sẽ có dạng bậc thang. Ma trận Fs được gọi là ma trận trạng thái. Fs phụ thuộc vàc chu kỳ trích mẫu T và tốc độ góc động cơ giông như ma trận đầu vào Hs. Hai ma trận co dạng hàn mũ cơ số e bởi vậy co thể khai triển thành chuỗi như (3-3a,b).Vấn đề là chuỗi đó ta sẽ lấy đến số hạng thứ mấy, sai số sẽ được xử lý như thế nào.Thực tế cho ta thấy đối với hệ có tần số trích mẫu nhỏ hơn 400ms chỉ cần sử dụng mô hình gần đúng bậc nhất cho Fs và Hs là đủ. Hệ có chu kỳ trích mẫu càng nhỏ thì hệ càng ổn định, dải tần số công tác ổn định càng rộng. Do đó ta phải tìm được tần số trích mẫu phù hợp, đáp ứng nhu cầu về tần số công tácổn định,đồng thời phù hợp với khả năng tính toán của vi xử lý đã chọn. Mô hình gần đúng bậc nhất của Fs và Hs có dạng sau: (3.3a,b) Hai ma trận (3.3a) và (3.3b) cũng có thể được biêủ diễn đưới dạng các ma trận con như sau: (3.4a, b) Việc viết lại mô hình gián đoạn dưới dạng các ma trận con cho phép dễ dàng đánh giá các quá trình vật lý xảy ra trong động cơ. So sánh (3.3b ) với (3.4b) cho thấy H2s là ma trận rỗng với các phần tử có giá trị bằng không, do đó ta có thể viết lại phương trình (3.1) như sau: (3.5a, b) Hệ phương trình (3.5a), (3.5b) được thể hiện trong hình 3.1. Tương ứng với mô hình trạng thái liên tục trên hệ toạ độ ab . F s12 F s21 F s11 F s22 z-1I z-1I H s1 y /sr(k) i ss(k) u ss(k) y /sr(k+1) i ss(k+1) Hình 3.1 Mô hình gián đoạn của ĐCKĐB trên hệ toạ độ ab. Hình 3.1 là một công cụ quan trọng: 1- để thiết kế khâu ĐCD do đã có mô hình dòng ở nửa trên và để ước lượng từ thông Yrs của Rotor bằng mô hình từ thông ở nửa dưới Để minh họa rõ ràng ý nghĩa của kết quả vừa thu được, hình 3.1 được tách ra thành hai hình 3.2a và 3.2b. Mô hình dòng của ĐCKĐB hình(3.2a) có hai tín hiệu vào trong đó tín hiệu Yrs được coi là đại lượng biến thiên chậm sẽ được bù san bằng ngay ở đầu vào của khâu ĐCD sau này. F s12 F s21 F s11 F s22 z-1I z-1I H s1 y /sr(k) i ss(k) u ss(k) y /sr(k+1) i ss(k+1) i ss(k) y /sr(k) Hình 3.2 a) Mô hình dòng của ĐCKĐB trên hệ toạ độ ab b) Mô hình từ thông của ĐCKĐB trên hệ toạ độ ab Như ta đã biết Y r là đại lượng không thể đo được bằng phương thức đo thông thường. Với mô hình 3.2b ta có thể gián tiếp thông qua dòng Stator i s và tốc độ góc cơ học w để tính toán(ước lượng) Y r. Vì vậy mô hình đó còn được gọi là mô hình iw. Đặc điểm chung của mô hình iw (sau này còn có mô hình iw trên hệ tọa độ dq) là chúng làm việc chính xác ở mọi dải tần số công tác của ĐCKĐB, kể cả khi đứng yên. Vì lý do đó chúng sễ được sử dụng xuyên suốt toàn bộ đồ án này. Đối với các động cơ có công suất lớn (dải mêga Oát), do các tham số của động cơ (điện trở Stator chỉ ở dải mW) rất bé, không khác thông số của cáp dẫn là bao. Để nâng cao độ chính xác, loại trừ ảnh hưởng của tham số ngoại lai (của cáp dẫn) và của nhiễu, ta có thể dùng khâu observer (quan sát) để ước lượng Yr. Chất lượng tính toán Yr của các khâu quan sát thường cao hơn nhiều mô hình iw. 3.2 Mô hình gián đoạn của ĐCKĐB trên hệ tọa độ từ thông Rotor Việc xây dựng mô hình gián đoạn của hệ phi tuyến yếu có thể thực hiện được một cách đơn giản nếu thoả mãn điều kiện: các đại lượng đầu vào được coi là không đổi trong phạm vi một chu kỳ trích mẫu. Ta đã biết rằng điều kiện trên hoàn toàn thoả mãn đối với các hệ truyền động hiện đại có chu kỳ trích mẫu bé hơn 400mStator. Từ mô hình liên tục của ĐCKĐB ta thu được phương trình mô tả trạng thái phi tuyến yếu của ĐCKĐB như sau: (3.6) với các vector mới định nghĩa: xfT = [ isd , isq , Y/rd , Y/rq ] usfT = [ usd , usq ] trong đó: usf vector đại lượng đầu vào (đồng thời là vector điện áp Stator) với các phần tử là số thực xf vector trạng thái với các phần tử là số thực Af ma trận hệ thống Bf ma trận đàu vào N ma trận ghép phi tuyến ws đại lượng thứ 3 ngoài 2 phần tử của uf (=2pwfs) Sau khi tích phân phương trình trên ta thu được kết quả sau: xf(k+1) = Ff(w,ws ,T)xf(k) + Hf(w,ws ,T)ufs(k) (3.7) trong đó: (3.8a, b) với: k = 0,1,2,... ,Ơ ; T = chu kỳ trích mẫu Mô hình (3.7) với các ma trận theo công thức (3.8a, b) chính là một mô hình tuyến tính, trong đó đại lượng đầu vào ws đã trở thành tham số của hệ với tính chất hằng trong phạm vi một chu kỳ trích mẫu T và với tính chất hàm trong toàn bộ dải tần số công tác của động cơ. Tương tự với các ma trận (3.2a, b) của mô hình 3.1, tại đây ta thu được các công thức gần đúng bbậc nhất thông qua giải tích chuỗi hai hàm mũu cơ số e, đồng thời biểu diễn các ma trận gần đúng đó dưới dạng các ma trận con như sau: (3.9a, b) (3.10a, b) Tương tự như trên toạ độ ab, mô hình (3.7) có thể được biểu diễn chi tiết hơn dưới dạng các ma trận con như sau: (3.11a, b) Các phương trình trên được minh hoạ trực giác trong các hình3.3, 3.4a và 3.4b. F f12 F f21 F f11 F f22 z-1I z-1I H f1 y /fr(k) i fs(k) u fs(k) y /fr(k+1) i fs(k+1) Hình 5.3 Mô hình gián đoạn của ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq F f12 F f21 F f11 F f22 z-1I z-1I H f1 y /fr(k) i fs(k) u fs(k) y /fr(k+1) i fs(k+1) i fs(k) y /fr(k) Hình 5.4 a) Mô hình dòng của ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq b) Mô hình từ thông của ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq Qua các hình 3.1, 3.2, 3.3 và 3.4 ta thấy sự giống nhau về mặt hình thức giữa hai mô hình: trên hệ toạ độ ab và dq. Sự giống nhau đó, sau này chính là cơ sở cho phép xây dựng khâu ĐCD (dù là trên hệ tọa độ nào) theo một phương pháp luận thống nhất, trước khi chi tiết hoá cho từng trường hợp áp dụng cụ thể. Tuy nhiên cần phải lưu ý đến các điểm khác nhau că bản sau. Các thành phần của vector đầu vào (điện áp Stator), vector trạng thái (gồm có dòng Stator và từ thông Rotor) trên hệ tọa độ dq là các đại lượng một chiều và chỉ biến thiên khi động cơ làm việc trong quá trình quá độ (chế độ động). Ngược lại trên hệ ab các đại lượng là các đại lượng hình sin, chính điều này dẫn đến sự khác nhau cơ bản về chất lượng truyền động giữa hai phương án điều chỉnh. 2. Quan sát các ma trận quá độ trạng thái, ta sẽ thấy trong Ff có chứa ws , còn trong Fs thì không. ta dễ ràng nhận thấy đây chính là yếu tố gây nên sự tác động qua lại giữa hai dòng isd và isq . đây cũng chính là nguyên nhân làm cho cấu trúc kinh điển chỉ làm việc tốt ở chế độ tĩnh. Trong chế độ động, cấu trúc kinh điển không có khả năng khử triệt để tác động qua lại đó, dẫn đến ảnh hưởng lẫn nhau giữa hai quá trình từ hoá và sản sinh mô men quay. 3.2 Mô hình dòng tổng quát cho cả hai loại động cơ ĐCKĐB và ĐCĐB Trước hết ta quy ước một cách ký hiệu thống nhất chung cho tất cả các phần tử của hệ thống, nhằm mục đích xử lý lý thuyết chung cho mọi đối tượng, trước khi vào áp dụng cụ thể. 1. các ma trận quá độ trạng thái sẽ được ký hiệu chung là F. 2. các ma trận đầu vào là H. 3. các ma trận (hoặc vector) nhiễu (đặc chưng cho ảnh hưởng của từ thông rotor vào mô hình dòng) là h. Với quy ước mới, ta thu được mô hình dòng tổng quát cho ĐCXCBP sau đây. is(k+1) = F is(k) + H us(k) + h y(k) (3.12) Mô hình (3.12) có thể được viết trên mặt phẳng z zis(z) = F is(z) + H us(z) + h y(z) (3.13) với phương trình đặc trưng sau đây. det [zI - F] = 0 (3.14) Trong đó : I = ma trận đơn vị Mô hình thống nhất cho ĐCXCBP được thể hiện trong hình 5.5. Thông qua phương trình (3.13),ta sẽ dần làm quen trở lại với phương thức mô tả trên mặt phẳng z, một công cụ để mô tả đối tượng tại các thời điểm gián đoạn cách đều, phục vụ mục đích xây dựng thuật toán chạy trên vi xử lý/vi tính. h F f z-1I H f u fs(k) i fs(k+1) i fs(k) y p Hình 5.5 Mô hình dòng tổng quát của ĐCXCBP trên hệ toạ độ bất kỳ Phần IV điều khiển biến tần trên cơ sở phương pháp điều chế vector không gian Các hệ thông điều khiển biến tần ngày nay thường dựa theo nguyên lý điều chế bề rộng xung (PWM: pluse width modulation). Phương pháp này khi đã được sơ đồ hoá hoàn toàn (số hoá toàn phần) thì được gọi là phương pháp điều chế vector không gian (Space vector modulation). Hình vẽ sau đây biểu diễn sơ đồ nguyên lý của ĐCXCBP nuôi bởi biến tần dùng van bán dẫn. thông thường các đôi van được vi xử lý/vi tính điều khiển sao cho điện áp xoay chiều ba pha với biên độ cho trước,tần số cho trước cũng như với góc pha cho trước, được đặt lên ba cực của động cơ đúng theo yêu cầu. Đối tượng của biến tần được đề cập đến trong đồ án này hoạt động theo kiểu cắt xung tần số cao, phân biệt với loại hoạt động theo nhịp dành cho các hệ thống với công suất lớn. Các van bán dẫn được dùng ở đây chủ yếu là Transistor (IGBT, MOSFET). Hình 4.1 Sơ đồ nguyên lý của ĐCXCBPnuôi bởi biến tần nguồn áp Mỗi pha của động cơ có thể nhận một trong hai trạng thái: 1 (nối với cực "+" của UMC ) hoặc 0 (nối với cực "-" của UMC ). Do có ba pha (3 cặp van bán dẫn) nên sẽ tồn tại 23 = 8 khả năng nối các pha của động cơ với UMC như trong bảng sau: Số thứ tự Cuộn dây pha 0 1 2 3 4 5 6 7 Pha u 0 1 1 0 0 0 1 1 Pha v 0 0 1 1 1 0 0 1 Pha w 0 0 0 0 1 1 1 1 Bảng 4.1 Các khả năng nối pha của động cơ với UMC Ta xét kỹ một trong tám khả năng đó: Ví dụ khả năng thứ 4 trong bảng 6.1 với sơ đồ nối trong hình 4.2a. Ta dễ dàng tính được điện áp rơi trên từng cuộn dây pha u, v hoặc w. Quay trở lại với bố trí hình học của ba cuộn dây pha trên mặt phẳng, ta thấy rằng tổ hợp thứ 4 đó tương đương với trường hợp ta áp đặt lên ba cuộn dây pha vector điện áp us với modul 2UMC/3 như trong hình 4.2b. Để tìm điện áp thực sự rơi trên từng pha, ta chỉ việc tìm hình chiếu của vector us lên trục của cuộn dây. usu = -2UMC /3 usu = usv = UMC /3 |us| = 2UMC /3 Hình 4.2 a) Sơ đồ ba cuộn dây theo khả năng thứ 4 cử bảng 4.1 b) Vector không gian ứng với khả năng thứ 4 của bảng 4.1 Tương tự như đối với khă năng thứ 4, ta dễ dàng xây dựng được vector điện áp tương ứng cho tất cả các trường hợp còn lại (hình 4.3). Các vector chuẩn đó được đánh số u0, u1 , ..., u7 Như số thứ tự của bảng. ở đây cần lưu ý đến hai trường hợp đặc biệt: u0 cả ba cuộn dây nối với cực "-" u7 cả ba cuộn dây nối với cực "+" của UMC . Hai vector này có modul bằng không và giữ một ý nghĩa quan trong sau này. u3 u4 u1 u2 u6 u5 u0 u7 S4 S5 S6 Q4 S1 Q1 S2 Q2 S3 Q3 a b Hình 4.3 Tám vector chuẩn do ba cặp van bán dẫn của biến tần tạo nên Q1.. . Q4: các góc phần tư; S1.. .S6: các góc phần sáu. Hình 4.3 cho thấy rõ ràng vị tró của từng vector chuẩn trong hệ toạ độ ab. Ta cần ghi nhớ rằng, modul của từng vector đó luôn có giá trị 2UMC/3. Ngoài qui ước thông thường về các góc phần tư Q1.. . Q4(Q: quadrant) phân chia bởi hai trục của hệ toạ độ, các vector chuẩn còn chia toàn bộ không gian thành các góc phần sáu S1.. .S6(S: sector). Chỉ bằng tám vector chuẩn của hình 4.3, ta phải tạo nên điện áp Stator với biên độ, góc pha bất kỳ mà khâu ĐCD sau này yêu cầu. 4.1 Nguyên lý của phương pháp điều chế vector không gian Như trên đã nói chỉ bằng tám vector chuẩn ta phải tạo nên điện áp Stator với biên độ, góc pha bất kỳ mà khâu ĐCD sau này yêu cầu. Để trả lời câu hỏi: Làm thế nào để thực hiện một vector điện áp? Ta hãy đi xét ví dụ sau đây: Giả sử ta phải thực hiện vector bất kỳ như trong hình 4.4a. Vector có thể nằm ở góc phần sáu bất kỳ nào đó. trong ví dụ này, us nằm ở S1 . us có thể được tách thành tổng của hai vector con up , ut tựa theo hướng hai vector chuẩn u1 , u2 . Các indexviết thấp bên phải có ý nghĩa như sau: p vector biên phải t vector biên trái b ut up u1 us u2 a Ta đã biết rằng điện áp sẽ phải được tính đổi thanh thời gian đóng ngắt van trong phạm vi một chu kỳ cắt xung nào đó. Giả thiết, toàn bộ chu kỳ đó là chu kỳ có ích, được phép dùng đthực hiện vector, khi này modul tối đa cũng không thể vượt quá 2UMC/3 . Do vậy ta có công thức sau: (4.1) ` Hình 4.4a Thực hiện vector usbất kỳ bằng hai vector chuẩn Nếu thới gian tối đa (ví dụ: chu kỳ trích mẫu) là T, ta có thể rút ra được các nhận xét đầu tiên: 1. us là tổng của hai vector biên up , ut : us = up + ut 2. Hai vector biên có thể được thực hiện bằng cách thực hiện u1 (cho up ) và u2 (cho ut ) trong hai khoảng thời gian sau. (4.2) Trong phần mở đầu ta đã có các mẫu xung cho u1 , u2 (bảng 4.1), vấn đề còn lại ở đây là phải tính được các khoảng thời gian Tp , Tt . từ công thức 4.2 ta có thể rút ra nhận xét như sau: Để tính được Tp , Tt , ta phải biết modul của các vector biên phải up và biên trái ut Đến đây còn hai vấn đề chưa được đề cập tới: 1. Ta đã nói đến thời gian thực hiện các vector biên phải Tp , và biên trái Tr. Vậy thì trong khoảng thời gian còn lại T- (Tp+ Tt) biến tần làm gì ? 2. Ta đã biết rằng thay vì thực hiện us , Ta có thể thực hiện u1 trong thời gian T º(up) và u2 trong thời gian T º(ut). Tuy vậy ta chưa hề đề cập đến câu hỏi: vector nào được thực hiện trước, vector nào sau? Ta tìm được ngay các trả lời cho câu hỏi một: trong khoảng thời gian T- (Tp+ Tt) còn lại, biến tần thực hiện một trong hai vector có modul bằng không u0 hoặc u7 . Bằng cách đó, trên thực tế ta đã có phép cộng vector sau đây: (4.3) Câu hỏi có tính tổng kết lúc này là: trình tự thực hiện ba vector u1 , u2 và u0 (hoặc u7)? Để làm sáng tỏ hơn, ta tách riêng mẫu xung của bốn vector kể trên ra khỏi bảng 6.1 và viết lại trong bảng 6.2 như sau: u0 u1 u2 u7 u 0 1 1 1 v 0 0 1 1 w 0 0 0 1 Bảng 4.2 Thông qua bảng 4.2 ta có ngay nhận xét: trình tự sẽ là có lợi nhất, nếu trong trong một chu ký các cặp van ít phải chuyển mạch nhất. Cụ thể ở đây, mỗi cặp sẽ chỉ phải chuyển mạch một lần. Nếu như trạng thái cuối cùng là u0 , trình tự thực hiện sễ là: u1F u2F u7 Ngược lại, nếu như trạng thái cuối cùng là u7 , trình tự thực hiện sễ là: u2F u1F u0 Bằng phương pháp thực hiện điện áp (có thể gọi là: tạo xung kích thích) như vậy, ta sẽ gây tổn hao đóng ngắt các van của biến tần ở mức thấp nhất. Nếu ta vẽ ghép tượng trưng hai sơ đồ nối tiếp nhau thuộc góc phần sáu thứ nhất S1 trong hình 4.4b ta được hình ảnh quen thuộc của phương pháp điều chế bề rộng xung thực hiện bằng kỹ thuật tương tự (analog). Hình 4.4b Biểu đồ xung của vector điện áp thuộc góc phần sáu thứ nhất S1 Trong tất cả các góc phần sáu còn lại S2.. . S6 cách thực hiện tương tự S1. Hình 4.5 giới thiệu khái quát biểu đồ xung cuae sector đó. Hình 4.5a Biểu đồ xung kích thích thuộc S2 Hình 4.5b Biểu đồ xung kích thích thuộc S3 Hình 4.5c Biểu đồ xung kích thích thuộc S4 Hình 4.5d Biểu đồ xung kích thích thuộc S5 Hình 4.5e Biểu đồ xung kích thích thuộc S6 Việc tách vector điện áp us thành hai vector biên có hướng như hai vector chuẩn kề bên với us , dường như cho phép thực hiện us ở mọi góc độ của không gian. Điều này thực gia không đúng, còn nhiều hạn chế không nho phép tận dụng 100% khả năng tối đa. Tuy nhiên, nhiệm vụ của ta là phải nhận biết đầy đủ các khả năng hạn chế để đưa ra được giải pháp kỹ thuật tốt nhất trong phạm vi kinh tế cho phép. 4.2 Cách tính và thực hiện thời gian đóng ngắt van bán dẫn của biến tần Xét cho cùng, trong khi thực hiện kỹ thuật nguyên lý ĐCVTKG ta phải trả lời hai câu hỏi khi điều khiển các van bán dẫn: các van đó cần phải được chuyển mạch như thế nào và trạng thái đó tồn tại trong bao lâu? nếu như modul và góc pha của điện áp cho trước. Bằng các thông tin về góc pha cũng như về vị trí(góc phần tư, góc phần sáu) của vector điện áp, ta đã có thể trả lời câu hỏi đầu tiên với sự giúp đỡ của mục 4.1. Các công thức (4.2), (4.3) đã cho ta thấy: việc tính toán thời gian hoàn toàn phụ thuộc vào thông tin về modul của các vector up , ut . Vector điện áp Stator us thường được biết trước dưới một trong hai dạng sau: 1. Hai thành phần một chiều usd , usq trên toạ độ từ thông Rotor. Góc pha gồm có góc Js của hệ tọa độ (hình 2.5) cộng với góc riêng của us (so với trục d) theo công thức sau: (4.4) 2. hai thành phần hình sin usa , usb . ở dạng này, thông tin về góc pha tồn tại không tường minh mà ẩn trong usa , usb Vì lý do đó cũng tồn tại hai phương pháp tính modul của up , ut như sau: Ta xét vector us bất kỳ thuộc góc phần sáu thứ nhất như trong hình 4.6. 1.Phương pháp 1: Trên cơ sở công thức (4.4) ta tính được Jsu và do đó tính được g (hình 4.6). Hình 4.6 Các khả năng cho biết trước về vector điện áp Stator us Modul của các vector biên phải, biên trái sẽ có giá trị như sau. (4.5a, b) Modul của us trong (4.5a, b) được tình như sau. (4.6) 2.Phương pháp 2: Các vector biên phải, biên trái được tính trực tiếp từ usa , usb theo công thức sau. (4.7a, b) Điều cần phải lưu ý trong hai phương pháp kể trên: Phương pháp 1 với các công thức (4.5a, b) và (4.6) có hiệu lực trong toàn bộ không gian vector. Ngược lại công thức (4.7a, b) chỉ có giá trị đối với S1. Theo phương pháp 2 ta sẽ phải tuỳ theo từng góc phần tư và góc phần sáu cụ thể mà áp dụng các công thức thuộc bảng 4.3. Cả hai phương pháp đều có thể sử dụng thuận lợi như nhau, việc lựa chọn phương pháp nào chủ yếu phụ thuộc vào phần cứng và hệ toạ độ (dq hay ab) của cấu trúc điều khiển/điều chỉnh. Bảng 4.3 Modul của các vector biên trái, biên phải tính bắng các thành phần điện áp usa , usb S1 Q1 Q1 S2 Q2 S3 Q2 S4 Q3 Q3 S5 Q4 S6 Q4 Việc áp dụng phương pháp 2 tưởng chừng phức tạp hơn do phải dùng nhiều công thức khác nhau như trong bảng 4.3. Tuy vậy, quan sát kỹ ta sẽ thấy, tất cả qui tụ về chỉ còn ba công thức sau: (4.8a, b, c) Trong cả ba công thức đều không chứa phép chia như phép._. tính lượng giác, vì vậy áp dụng chúng sẽ có lợi nhiều về thời gian tính. Vấn đề tồn tại là phải biết được us nằm ở góc phần tư, góc phần sáu nào của không gian vector để lựa chọn đúng công thức. Đây là việc rất đơn giản, ta có thể áp dụng các suy nghĩ sau. 1. Bằng việc xét dấu của usa và usb ta có thể dễ dàng nhận biết vector us nằm ở góc phần tư thứ mấy. 2. Biểu thức tính b trong (4.8b) sẽ đổi dấu mỗi khi vector us đi qua ranh giới giữa hai góc phần sáu bất kỳ. Sau khi đã biết góc phần tư (bước một), bằng bằng việc xét dấu biến đổi ta sẽ biết được góc phần sáu cụ thể thuộc góc phần tư đó. 4.3 Ví dụ thực tiễn. Trước khi đi vào chi tiết ta hãy quy ước một số điều sau: Để tránh đi nhược lại với tiến bộ kỹ thuật, nên ví dụ trong mục này nhằm phục vụ chủ yếu vào đối tượng van IGBT, MOSFET của giữa thập kỷ 90 là các van có cơ chế bảo vệ tổ hợp ngay trên phiến bán dẫn. Trong công thức tính do đó không cần quan tâm đến bù tD . Mặt khác sai số gây nên do bỏ qua bù tD là nhỏ đủ để không phải tính đến chúng mà khong hề ảnh hưởng đến chất lượng hệ thống. Các thành phần điện áp được chuẩn hoá bởi giá trị tối đa 2UMC/3 trong công thức (4.1) như sau: (4.9a, b) Việc chuẩn hoá nhằm chuyển các phần tử điện áp thành các đại lượng tính toán không đơn vị với giá trị nằm trong khoảng từ 0... 1. Lúc này các đại lượng đó không mang ý nghĩa điện áp ban đầu nữa, chúng chỉ đặc trưng cho độ mở của biến tần. Do đó có thể diễn đạt bằng lời như sau: Khi điện áp mạch một chiều UMC thấp, biến tần sẽ phải mở nhiều hơn khi UMC lớn, để đạt được cùng một điện áp ra như nhau. Nhập số liệu usa và usb Tính a, b và c theo công thức (4.8a, b, c) usb < 0 ? Sai Đúng usa < 0 ? usa < 0 ? Sai ô Q1 Đúng ô Q2 Đúng ô Q3 Sai ô Q4 b < 0 ? b < 0 ? b < 0 ? b < 0 ? Sai S1 Đúng S2 /Q1 Đúng S2 /Q2 Sai S3 Sai S4 Đúng S5 /Q3 Đúng S5 /Q4 Sai S6 Tính thời gian đónh ngắt van theo công thức chuẩn bị sẵn phù hợp với phần cứng Xuất số liệu về thời gian đóng ngắt van Hình 4.7 Biểu đồ tính tổng quát của thuật toán ĐCVTKG Ví dụ sử dụng hệ vi xử lý kép dùng vi điều chỉnh SAB 167 và vi xử lý tín hiệu TMS 320C25 SAB 167 là vi điều chỉnh ra đời sau, do đó dược cải tiến rất nhiều nhằm mục đính phục vụ tốt hơn các nhiệm vụ điều khiển, điều chỉnh trong công nghiệp. Cấu trúc cơ bản của hệ được giới thiệu trong hình 4.6a Trong hệ đó, nhiệm vụ của hai vi xử lý được phân chia như sau. 1. Vi xử lý tín hiệu TMS 320C25 thực hiện các bài toán điều khiển thới gian thực phục vụ mục đích chế ngự động cơ. 2. Vi điều chỉnh SAB C167, bên cạnh nhiệm vụ dùng hệ thống thanh ghi điều chế để xuất thời gian đóng ngắt van biến tần động cơ TMS 320C25 tính, thực hiện toàn bộ các bài toán cấp trên và khâu đối thoại với thế giới bên ngoài. Hình 4.6a Cấu trúc cơ bản của hệ truyền động dùng vi xử lý kép SAB C167 và TMS 320C25 SAB C167 có 4 thanh ghi đồng hồ PT0... PT3. ở chế độ điều chế đối xứng, 4 thanh ghi đó về bản chất là 4 bộ đếm lùi. Khi đã đếm tiến, sau đó lùi về tới không, PT0... PT3 sẽ tự động nhận giá trị tối đa cho chu kỳ mới từ bốn thanh ghi chu kỳ PP0... PP3. Để điều chế điện áp ta chỉ cần ba trong bốn của mỗi loại thanh ghi kể trên (hình 4. 6b). Ta hiểu rằng, để đạt được chu kỳ đếm tiến, lùi như nhau, ba thanh ghi PP0, PP1 và PP2 sẽ phải đồng thời nhận ba giá trị như nhau, hơn thế nữa, nếu đó là chu kỳ cắt xung Tx không đổi như khi điều chế không đồng bộ, ta sẽ chỉ phải ghi một lần duy nhất giá trị Tx vào PP0, PP1 và PP2. Hình 4.6b Cấu trúc hệ thống thanh ghi điều chế của SAB C167 dùng để thực hiện thuật toán ĐCVTKG So với giải pháp dùng SAB 80C166, ở đây ba thanh ghi PT0, PT1 và PT2 giữ vai trò của một mình thanh ghi T0, ba thanh ghi PP0, PP1 và PP2 của TORREL. Đây không phải là một sự lãng phí, điều đó chỉ nêu lên tình linh hoạt rất cao của SAB C167, do bốn thanh ghi đồng hồ có khả năng hoạt động độc lập với nhau, ta có thể thực hiện tới bốn chế độ điều chế khác nhau, phục vụ cho bốn đối tượng một lúc, một nhu cầu không phải hiếm trong thực tế điều khiển công nghiệp. Ngoài các thanh ghi trên, ta còn có bốn thanh ghi PW0... PW3 dùng vào mục đích tạo bề rộng xung. ở ví dụ này ta chỉ dùng ba thanh PW0... PW2 và sắp xếp chúng ứng với các nhánh van biến tần như hình 4.6b. Trong quá trình PT0... PT2 đếm, giá trị của các cặp thanh ghi PT0/PW0, PT1/PW1, và PT2/PW2 luôn được so sánh với nhau, mỗi khi giá trị của từng cặp bằng nhau, sự kiện đó sẽ đảo trạng thái của cửa ra tương ứng POUT0, POUT1 và POUT2. Hình 4.6c Định nghĩa thới gian đóng ngắt van cho cấu trúc ở hình 4.6b Quá trình mô tả ở trên được thể hiện trong hình 4.6c, tròng đó vai trò của PT0, PT1 và PT2 được thể hiện có tính chất đại diện qua PWM-Time. Do khả năng đếm lùi của PWM-Time, đối với một chu kỳ xung Tx nạp một lần duy nhất thời gian Tu ngắt (vào PW0), Tv ngắt (vào PW1), Tw ngắt (vào PW2). Các sự kiện bằng nhau của từng cặp: khi đếm tiến sẽ đưa trạng thái nhánh van về 0 (nối pha với cực “-“ của UMC), khi đếm lùi về 1 (nối với cực “+’ của UMC). Thời gian theo định nghĩa như hình 4.6c được tính theo các công thức sau, trong đó, để cho đỡ rối mắt, ta bỏ qua chỉ số, ta bỏ qua chỉ số “ngắt” viết lùi phía dưới bên phải. Góc phần sáu thứ 1 (S1): Góc phần sáu thứ 2 (S2): Góc phần sáu thứ 3 (S3): Góc phần sáu thứ 4 (S4): Góc phần sáu thứ 5 (S5): Góc phần sáu thứ 6 (S6): Hình 4.6a giúp ta có được cảm giác cụ thể về tương quan giữa điện áp pha usu và thời gian Tu trong phương án hình 4.6a và 4.6b. Quan hệ về góc lệch pha giữa ba thời gian Tu , Tv và Tv được thể hiện trong hình 4.6b. Nếu tinh ý, ta sẽ có thêm nhận xét: hai hình trên thu được ta sẽ thấy rõ điều đó, thông qua các thời điểm mà thời gian Tu , Tv và Tw và Tw gần bằng không. Đến đây, ta đã làm quen với phương pháp điều chế vector điện áp trên không gian, một phương pháp mạnh, phổ cập trong quá trình số hoá hệ thống truyền động điện dùng ĐCXCBP. Phần V các vấn đề về tựa theo từ thông Rotor, đo đạc giá trị thực và xác định giá trị cần 5.1 Các vấn đề về tựa theo từ thông Rotor Ta đã biết rằng cơ sở của việc thực hiện các hệ thống TĐĐXCBP hiện đại là phương pháp tựa theo từ thông Rotor (viết tắt: T4R). Thực chất của kỹ thuật T4R là kỹ thuật điều khiển/điều chỉnh ĐCXCBP, xây dựng trên cơ sở phương pháp mô tả các đại lượng của ĐCXCBP trên hệ tọa độ quay tròn có trục thực nằm dọc theo trục của vector từ thông Rotor (điều khiển/điều chỉnh ĐCXCBP tựa theo từ thông Rotor). Để làm được việc đó cần phải biết hướng(biết góc pha, còn được gọi là góc tựa) của vector từ thông Rotor. Đối với ĐCKĐB để có thể biết hướng của vector từ thông Rotor, ta phải biết modul của vector từ thông Rotor, một đại lượng không đo được mà phải dùng phương pháp ước lượng. Việc tìm giải pháp ước lượng chính xác modul yr của ĐCKĐB đã và đang là nỗ lực của bao công trình nghiên cứu, với sự giúp đỡ bằng tốc độ tiến bộ của khoa học kỹ thuật. 5.1.1 Các phương pháp ước lượng từ thông Rotor Xuất phát điểm của mọi phương pháp ước lượng là các đại lượng đo được của động cơ: dòng Stator, điện áp Stator và tốc đọ quay của Rotor. Các phương pháp được chia làm 3 nhóm như sau. - Phương pháp dùng mô hình động cơ, thu được từ các phương trình mô tả mà ta đã xây dựng ở phần III - Do các mô hình trên không tránh khỏi những sai số(sai số ban đầu của mô hình, sai số do nóng hoặc do biến động trạng thái từ hoá động cơ), chúng được bổ xung thêm khâu hiệu chỉnh sai số trên cơ sở so sánh các đại lượng đầu ra của mô hình với đại lượng đo được của hành hệ thống. Mô hình đó được gọi là khâu quan sát(observer, state estimator). - Do việc đo đạc các đại lượng đầu ra (ví dụ: dòng Stator) không tránh khỏi ảnh hưởng của tạp âm đo lường, do việc mô tả đối tượng động cơ có sai số nhỏ hữu hạn, khâu quan sát ở trên được nới rộng thêm vector tạp âm v cho các đại lượng đo và vector tạp âm w cho sai số(nhiễu)hệ thống. Khâu qua sát rộng đó lúc này được gọi là khâu lọc Kalman (Kalman filter). Nói chung ước lượng từ thông là một phạm vi nghiên cứu rất rộng và đa dạng. Vì vậy đồ án này không thể và cũng không đặt ra mục đích giới thiệu tất cả các giải pháp tồn tại. Tuy nhiên, sau đây ta sẽ làm quen với một giải pháp được sử dụng phổ cập trong thực tiễn công nghiệp. 1. Phương pháp dùng mô hình từ thông Thực tiễn kỹ thuật cho thấy, việc lấy gần đúng bậc nhất như trong (3.2a, b) và (3.3a, b) là đủ. Việc lấy gần đúng bậc cao hơn chỉ có ý nghĩa đối với các hên có công suất rất lớn, khi mà các van bán dãn là Tiristor, GTO (loại Tiristor có thể ngắt được) với thời gian đóng ngắt rất lớn, do đó chu kỳ T, Tx lớn. Trong trường hợp này, các loại vi xử lý tín hiệu thông dụng hiện đại có thể đáp ứng được nhu cầu tính. Tuy vậy tại đây ta chỉ giới hạn vào dải công suất tương đối nhỏ (ước chừng dưới 260kVA) với biến tần dùng IGBT áp dụng nguyên lý ĐCVTKG. a) mô hình thông trên hệ tọa độ ab Trong quá trình xây dựng mô hình gián đoạn của ĐCKĐB trên hệ toạ độ cố định Stator, ta đã thu được phương trình (3.5b) ứng với hình 3.2b. Phương trình đó có thể được viết lại dưới dạng thành phần như sau. (5.1a, b) Từ hai phương trình trên ta có thể tính được thành phần của vectơ từ thông Rotor trên hệ tọa độ ab. Phép tính được thực hiện theo nguyên tắc truy hồi, xuất phát từ giá trị ban đầu bằng không của hai thành phần y'ra, y'rb. Các đại lượng đầu vào của mô hình là isa, isv còn w điều chỉnh máy đo tốc độ quay của động cơ cung cấp. Từ (5.1a,b) ta có modul của vector từ thông Rotor y'r. (5.2) Mô hình ước lượng từ thông được minh hoạ trong hình 5.1a. Để có được modul từ thông theo (5.2) ta phải sử dụng phép khai căn bậc hai, một phép tính cần được cân nhắc kỹ trong điều kiện thời gian thực. b) Mô hình từ thông trên hệ tọa độ dq Xuất phát điểm của mô hình là phương trình (3.10b) ứng với hình 3.4b. Ta viết lại (5.1b) dưới dạng thành phần như sau, trong đó ta phải lưu ý rằng y'rq=0. (5.3a, b) Trong hai phương trình trên, (5.3a) có thể được sử dụng để tính y'rq từ isd một cách rất thuận lợi mà không cần đến phép khai căn bậc hai. Với công thức (2.13) ta thu được isd từ isa, isb (cũng như từ isu, isv). Tuy nhiên ta có thể áp dụng được (2.13) ta cần biết góc pha Js của hệ toạ độ từ thông, một vấn đề sẽ được giải quyết ở mục 5.1.2. Mô hình (5.3a) được minh hoạ trong hình 5.1b. Hình 5.1 a)Mô hình từ thông Rotor trên hệ toạ độ ab a)Mô hình từ thông Rotor trên hệ toạ độ dq Đến đây ta đã làm quen với hai mô hình từ thông thông dụng trong đó mô hình (3.3a) thậm chí có thể đáp ứng được cả các đòi hỏi cao của truyền động chính xác (ví dụ: kỹ thuật chế tạo máy, người máy, tay máy) và được thực tiễn thử thách. Trong cả hai mô hình, bạn đọc để ý nhận xét thấy tồn tại hằng số thời gian Rotor Tr=Lr/Rr là yếu tố thay đổi theo nhiệt độ (điện trở Rr biến động) và theo trạng thái bão hoà sắt từ Rotor (điện cảm Lr phụ thuộc mức độ từ hoá). Sai lệch giữa Tr thực tế của động cơ so với Tr của mô hình sẽ dẫn tới sai số của modul y'r và bắt buộc phải có biện pháp nhận dạng (indentification) được Tr để hiệu chỉnh mô hình. Hiện tại, do các ưu thế về chất lượng (độ chính xác cao, ổn định cao, tính toán ít, để áp dụng) mô hình từ thông (flux model) thuộc hệ tọa độ dq là giải pháp được sử dụng phổ cập trong thực tiễn công nghiệp. Mô hình đó - kèm theo một giải pháp thích hợp để nhận dạng Tr và thay đổi mô hình thích nghi với trạng thái thực của động cơ. ở dải công suất cao hơn, đặc biệt dải MW (mêga Oát), nơi mà điện trở và điện cảm trở nên rất bé, thậm chí bé hơn các giá trị tương ứng của cáp dẫn nối giữa biến tần và động cơ, sai số của mô hình sẽ trở nên quá lớn. Lúc này, ta sẽ phải sử dụng đến các khâu mô hình mở rộng (khâu quan sát, khâu lọc Kalman). 2. Phương pháp dùng khâu lọc truy hồi Kalman. Khâu lọc Kalmal thực chất là khâu quan sát với cấu trúc Luenberger, trong đó ma trận trọng lượng K không được xác định bằng phương pháp gán cực, mà liên tục được tính mới (theo một thuật toán truy hồi) phụ thuộc phương sai của các vector sai số và tạp âm đo, cho phép triệt tiêu ảnh hưởng của sai số hệ thống (vector w) và nhiễu đo lường ( vector v). Hiện tại có nhiều công trình nghiên cứu ứng dụng lọc Kalman trongTĐĐXCBP. Một ưu điểm của lọc Kalman là: ngoài khả năng cung cấp thông tin về vector trạng thái trong đó có từ thông Rotor, bằng cánh mở rộng vector trạng thái một cách thích hợp, đồng thời ta có rhể tính được tham số nào đó của hệ thống, như nhận dạng hằng số thời gian Rotor hoặc đo tốc độ quay của động cơ. F z-1I F z-1I Hình 5.2 Cấu trúc cơ bản của khâu lọc Kalman Để đi vào cụ thể ta định nghĩa thêm: đại lượng có gạch "-" bên trên là đại lượng được dự báo. Các vector nhiễu w và v đặc trưng cho các quá trình tạp âm với phân bố chuẩn. không có thành phần một chiều (kỳ vọng bằng không), các vector đó không có tương quan riêng cũng như tương quan lẫn nhau. Ta gọi các ma trận: P là phương sai của sai số tính (sau khi có gia trị đo) Q là phương sai của sai dự báo (trước khi có gia trị đo) W là phương sai của nhiễu hệ thống w V là phương sai của nhiễu đo lường v Khâu lọc Kalman cho ĐCKĐB có phương trình tổng quát (hình 5.4) như sau. (5.4) Việc tính bắt đầu từ thời điểm k=0. Vậy ta có thể giả thiết một cách tổng quát , ta đang đứng ở thời điểm thứ (k) với đầy đủ các giá trị tính được và đo được của thời điểm đó. Ta phải đi tính các giá trị của thời điểm thứ (k+1). Thuật toán được tổng kết lại thành các bước sau đây. Bước 1: Lập giá trị ban đầu cho vi tính. Ma trân H và F được tính từ số liệu của động cơ theo các công thức (5.3a,b) hoặc (5.8a,b), trong đó w(0) = 0, ws(0) = 0. Phương sai ban đầu P(0) là ma trận rỗng 0 Bước2: Dự báo vector trạng thái mới. (5.5) Bước 3: Dự báo giá trị đo mới. (5.6) Bước 4: Tính sai số dự báo giá trị đo. (5.7) Bước 5: Tính phương sai của sai số dự báo trước khi đo. (5.8) Như đã giả thiết quá trình tín hiệu w có phân bố chuẩn, kỳ vọng là 0, không có tương quan, do đó W là ma trân chỉ có các phần tử nằm trên đường chéo wii ạ 0, còn lại tất cả wij = 0. Việc chọn giá trị cho wij có ảnh hưởng lớn đến tốc độ hội tụ kết quả tính. Do việc chọn lý thuyết là rất khó khăn, trong các công trình được nhắc đến ở trên, việc chọn đều được tiến hành bằng mô phỏng hoặc qua phân tích giá trị đo thực nghiệm. Bước 5: Tính ma trận hiệu chỉnh - ma trân trọng lượng. (5.9) Tương tự đối với W và V là ma trận đường chéo và cũng được xác định bằng thực nghiệm. Bước 7: Tính vector trạng thái bằng cách hiệu chỉnh vector đã được dự báo ở bước 2 (5.10) Bước 8: Tính phương sai của sai số tính (sau khi có giá trị đo) (5.11) Bước 9: Tăng chỉ số "k" thêm 1 và quay trở lại bước 2. Theo một số tài liệu, Việc chọn P(0) ban đầu không gây khó khăn đáng kể vì P sẽ mất dần ảnh hưởng đến kết quả tính theo cùng với k. Đến đây ta có thể ước lượng được nhu cầu tính toán đặt ra cho vi xử lý. Trên thực tế hiện nay công nghệ vi tính phát triển như vũ bão nên giá thành của vi xử lý(Chip)/tốc độ tính toán ngày càng hạ, một vi xử lý(Chip) 32 Bit dấu phẩy động có thể hoàn thành khối lượng tính kể trên trong phạm vi T Ê 400 ms thông thường. Vì vậy khâu lọc Kalman đã, đang và sẽ được đưa vào ứng dụng rộng rãi trong công nghiệp. Bên cạnh nhiệm vụ tính vector trạng thái x nhằm xác định từ thông Rotor y'r khâu lọc Kalman còn có thể được sử dụng rất thuận lợi vào việc nhận dạng các tham số động cơ, ví dụ như: hằng số thời gian Rotor Tr , bằng cách mở rộng vector trạng thái x như sau. xT = [isa , isb , y'ra , y'rb , Rr , Lm] (5.12) Thay (5.12) vào (3.1) ta có mô hình mở rộng vector trạng thái như sau. x(k+1) = F(w,T)x(k) + H(w,T)us(k) (5.13) với ma trận quá độ trạng thái F mới. (5.14) Ma trận cửa vào H về cơ bản không khác gì dạng gốc ban đầu. trong quá trình tính x ta sẽ đồng thời nhận được thông tin về điện trở Rotor Rr , hỗ cảm Lm và do đó biết được Tr . 5.1.2 Cách tính góc pha của từ thông Rotor 1) Tính góc pha trên hệ tọa độ dq Góc pha Js của y'r được tính bằng phép tích phân tốc độ ws của vector y'r Js = Js(0) + ũ wsdt (5.15) Với Js(0) là vị trí ban đầu của y'r và thường có giá trị bằng không. Tốc độ góc ws gồm có hai thành phần. ws = w + wr (5.16a) (5.16b) Trong đó: pc số đôi cực của động cơ nM tốc độ quay (vòng/phút) đo được của động cơ Vậy nhiệm vụ tính góc quay quy tụ lại là: cần phải xác định tốc độ góc wr , tần số fr của mạch điện Rotor. Từ phương trình (5.3b) ta có ngay (5.17) Đến đây ta thấy rõ vai trò của nhu cầu tính chính xác y/rd và đồng cảm với nỗ lực (dùng mô hình, dùng lọc Kalman) tốn kém được mô tả ở mục trước: mọi sai số của y'rd dẫn đến trực tiếp sai số wr và sau đó là sai số góc Js . Hậu quả của góc tựa sai lạc thể hiện cụ thể ra ngoài hệ thống như thế nào ta sẽ tiếp tục đề cập tiếp ở các mục sau này. Tạm thời ta có kết luận: vector y'rq quay tròn với tộc độ góc ws , trong trường hợp: - không tải: isq = 0, vậy wr = 0. Lúc này ws = wr , y'rq quay đồng tốc với Rotor - có tải: isq ạ 0, vậy wr ạ 0. Lúc này ws = wr , y'rq vượt trước Rotor một góc ứng với wr . Ta xét tiếp công thức (5.17): để tính wr ta còn cần đến dòng tạo mô men quay(dòng tải) isq(k) là dòng Stator đo thực tế. Đối với các động cơ tiêu chuẩn có điện áp danh định (đo ở tốc độ quay danh định) bằng điện áp lưới (cỡ bằng điện áp tối đa biến tần có thể cấp) có thể xảy ra hiện tượng sau: Nếu ta muốn tăng tốc độ động cơ lên tốc độ trên danh định mà dự trữ điện áp không còn, ta không thể cấp isq và do đó dẫn đến kết quả wr = 0. Có nghĩa là: ta muốn tăng tốc nhưng không có khả năng cho y'r chạy vượt trước Rotor để tăng tốc Rotor, kết quả: Rotor bị treo ở một tộc độ nào đó. Để giải quyết vấn đề này, thay vì dùng dòng thực isq ta có thể dùng dòng cần i*sq (đầu ra của khâu điều chỉnh tốc độ quay, hình 3.12) để cưỡng y'r chay vượt trước Rotor với tốc độ w*r , khác với giá trị thực wr . Ngược lại, các động cơ dùng cho hệ thống chất lượng cao đều được thiết kế với độ dự trữ điện áp khá lớn, cho phép dùng dòng thực isq và do đó có tính động cao hơn. (5.18) 1) Tính góc pha trên hệ tọa độ ab Trình tự tính góc pha Js không khác trường hợp trên hệ toạ độ dq, nghĩa là ta phải bắt đầu từ wr (công thức (5.17) hoặc (5.18), sau đó ws công thức (5.16a,b) và cuối cùng là Js (công thức (5.15)). Tuy nhiên ở đây có hai điều cần phải lưu ý. 1. Do isq không tồn tại một cách tường minh như trên hệ dq, để tính wr ta bắt buộc phải dùng (5.18). Đây là một trong những yếu tố suy giảm khả năng động của giải pháp ab. 2. Do y'rd cũng không tồn tại một cách tường minh, khi áp dụng (5.18) ta phải tính y'rd như sau. (5.19) Tại đây ta có ngay nhận xét: việc tính y'rd phải dùng đến phép khai căn bậc hai, là phép tính có độ chính xác bị hạn chế bởi độ phân giải của bảng căn tính sẵn. 2) Hiệu chỉnh góc pha Js để chuyển toạ độ cho dòng, cho áp. Ta đã biết rằng góc pha Js được dùng vào việc chuyển tọa độ cho dòng is và áp us nhưng góc pha Js không thể dùng một cách giống nhau cho cả hai đại lượng. Việc áp dụng phải xét đến đặc điểm của phần cứng mà ta sử dụng. Góc pha Js được tính từ các giá trị thực của dòng và tốc độ quay. Do đó Js là góc pha của y's ở thời điểm mà ta đo các đại lượng is và w. Từ đó ta có nhận xét sau. 1- Như ta đã biết góc pha Js(k) được tính từ is(k) . Vậy là ở đầu nhịp (k) ta chưa thể có góc mói Js(k) mà chỉ có góc cũ Js(k-1) để chuyển hệ tọa độ cho dòng is(k) mới đo được. Trong khoảng thời gian nhịp thứ (k-1) trôi qua, vector y's(k) đã quay thêm một giá trị Tws(k-1). Vậy góc thực sự được dùng tại thời điểm (k) sẽ là Jsi với công thức sau. Jsi(k) = Js(k-1) + Tws(k-1) (5.20) 2- Trên cơ sở dòng is(k) và tốc độ góc w(k) đo ở đầu nhịp (k) - thời điểm quá độ giữa (k-1) và (k) - khâu ĐCD tính được vector điện áp us(k). Khâu ĐCVTKG thực hiện us(k) và us(k) chỉ bắt đầu có tác dụng trên hệ thống (động cơ ) kể từ đầu nhịp (k+1) - thời điểm quá độ giữa (k) và (k+1). Đến thời điểm đó, vector y'r đã quay tiếp được góc Tws(k). Vậy góc thực sự được dùng là Jsu với công thức sau. Jsu(k) = Js(k) + Tws(k) (5.21) Trên thực tế khoảng cách giữa thời điểm đo dòng và thời điểm điện áp bắt đầu tác động lên hệ thống có thể ³T . Điều này phụ thuộc vào phần cứng cụ thể thực hiện ĐCVTKG. Chính vì vậy góc hiệu chỉnh sẽ không là Tws(k) mà phải xác định phù hợp với phần cứng. Tuy nhiên khi đi thiết kế phần cứng ta phải làm sao cho khoảng cách đó là tối thiểu (= T), tránh gây trễ bất lợi cho tính năng của toàn hệ. 5.1.3 ảnh hưởng của hằng số thời gian Rotor Tr và các phương pháp khử ảnh hưởng đó Đến đây ta đã biết: việc tính toán y'rd và Js là hai yếu tố quyết định của phương pháp T4R. Trong mô hình cũng như trong các phương trình tính ta đều luôn thấy sự hiện diện của thông số thời gian Rotor Tr = Lr /Rr , là tham số chịu ảnh hưởng của nhiệt độ (Biến động điện trở Rr) hoặc của chế độ bão hoà từ (biến động Lr = Lm + Lsr) động cơ. Thực tế điện cảm tiêu tán Lsr có thể coi là không đổi, biến động của Lr chủ yếu do thay đổi hỗ cảm Lm giưa hai cuộn dây Stator và Rotor gây ra. Sự khác nhau giữa Tr của động cơ và mô hình tính dẫn đến chênh lệch giữa góc tựa tính được Js và góc pha thực sự Js . Điều đó có nghĩa rằng dòng kích từ isd = y'rd (hình vẽ) thực tế có thể bé hơn dòng isd trong mô hình. Hiện tượng đó thể hiện rõ rệt khi động cơ được vận hành ở sát giới hạn của điện áp hoặc ở dải công tác suy giảm thời gian Rotor. Khi đó, do dòng từ hoá thực tế có thể quá bé dẫn đến suy giảm mô men quay dẫn đến suy giảm công suất ra của động cơ. ở chừng mực nhất định có thể bỏ qua được sự tổn thất đó ở các động cơ có công suất nhỏ, nhưng không thể chấp nhận được ở động cơ có công suất lớn. ở dải tốc độ dưới danh định, việc sai lệch Tr , Js và y'rd chủ yếu ảnh hưởng đến động học của hệ thống cơ, ít ảnh hưởng đến công suất. Hình 5.3 Vector dòng is và từ thông rotor yr khi tồn tại sai số góc tựa Jd Nhu cầu tính toán chính xác góc tựa Js đã dẫn đến một phạm vi nghiên cứu về vấn đề nhận dạng hằng số thời gian Tr và một vài thông số khác của động cơ. Đây chính là đối tượng của nhiều công trình nghiên cứu trong cỡ một thập kỷ qua. Các phương pháp nhận dạng được đề suất vô cùng phong phú. Về cơ bản chúng được chia ra hai nhóm chính: phương pháp nhận dạng một lần trước khi vận hành hệ thống và phương pháp song hành hoạt động đồng bộ với chu kỳ trích mẫu của hệ thống. Thông qua các công trình nghiên cứu ứng dụng đã công bố ta có thể đưa ra các yêu cầu sau đây đối với phương pháp nhận dạng có ý nghĩa thực tế trong công nghiệp. 1. Phương pháp phải có khả năng hoạt động song hành để tăng khả năng thích nghi của hệ thống điều khiển/điều chỉnh với thực trạng của động cơ: không được phép quá phong phú về mặt tính toán. 2. Phương pháp không được sử dụng tín hiệu kích thích phụ để tránh các phản ứng phụ bất lợi cho chất lượng chung của hệ thống: chỉ được phép sử dụng các tín hiệu thông thường (dòng, áp, tốc đọ quay) có thể do được và tồn tại trong mọi hệ thống. 3. Tuỳ theo chế đọ vận hành: thường xuyên ở chế độ động hay chủ yếu ở chế độ tĩnh, mà ta có thể đặt ra cho phương pháp nhận dạng: chỉ có hiệu lực ở chế độ động hoặc chỉ có hiệu lực ở chế độ tĩnh. 4. Phương pháp phải hoạt động tin cậy cả ở dải tấn số thấp cũng như khi động cơ đứng yên (tấn số bằng không). Nói chung, nhận dạng hằng số thời gian Tr là một phạm vi nghiên cứu rất phong phú. Vì vậy đồ án này không thể và cũng không đặt ra mục đích giới thiệu tất cả các giải pháp tồn tại. Sau đây ta sẽ làm quen với một phương pháp có thể đáp ứng được các đòi hỏi trên. Hai phương trình điện áp Stator của ĐCKĐB trên hệ tọa độ dq có thể được viết lại như sau. (5.22a, b) Xuất phát điểm của ý tưởng là phép tính công suất vô công với công thức tổng quát. Q(t) = Im{ us* is } = usdisq - usqisd (5.23) Ta lần lượt nhân hai vế của (5.22a) với isq và (5.22b) với isd từ đó ta thu được công suất vô công. (5.24) Ta thấy ngay rằng trong công thức (5.24), điện trở Rs của Stator đã bị triệt tiêu, do đó (ở mọi tần số công tác, kể cả khi động cơ đứng yên) phép tính Q(t) không còn phụ thuộc vào câu hỏi: so với điện áp rơi trên điện cảm tiêu tán phía Stator Lss , điện áp rơi trên Rs có thể bỏ qua được hay không. Ta viết lại (5.24) và định nghĩa hai hàm F, F* mới sau đây. (5.25a, b) Trong mọi chế độ làm việc, hai hàm F và F* phải đồng nhất với nhau. Mặt khác, ta dễ dàng có được nhận xét sau: F chứa thuần tuý các đại lượng không đo được như usd , usq , isd , isq , đại lương không đo được y'rd chỉ tồn tại trong F* ở trạng thái xác lập, với disd/dt = disq/dt = dy'rd /dt = 0 và isd = y'rd ta có thể đơn giản tiếp phương trình (5.25a, b) như sau. F = Q(t) + sLsws(isd2 + isq2 ) (5.26a) F* = -(1-s) Lswsy'rd2 (5.26b) Ta định nghĩa thêm hai đại lượng mới x, (5.27) Trong đó các đại lượng "^" là các đại lượng của mô hình, các đại lượng không "^"là các đại lượng tồn tại thực tế trong động cơ. áp dụng công thức (5.6) vào (5.26) ta thu được tương quan sau đây. (5.28) Tương quan trên nói lên rằng: nếu trong chế độ xác lập đó, hằng số thời gian Rotor Tr của mô hình là sai lệch so với thời gian thực tế của động cơ, ta có thể bù san bằng sai lệch đó bằng một khâu hiệu chỉnh như trong hình 5.6 với điều kiện: tính được giá trị cần và giá trị thực của hàm F* . Như vậy vấn đề nhận dạng Tr ở chế độ tĩnh (chế độ xác lập) lúc này được qui về bài toán hiệu chỉnh đơn giản.trong đó có thể dùng một khâu hiệu chỉnh thường với đặc tính PI hình 5.6 Như trên đã khẳng định hàm F luôn đồng nhất với F* ở mọi chế độ công tác, vì vậy ta có thể sử dụng công thức (5.26) là công thức chứa các đại lượng đo được một cách tường minh để tính giá trị F* . Mặt khác, công thức (5.26) còn chứa đại lượng không đo được y'rd - có thể dùng để tính giá trị cần của F* . Hình 5.6 Nhận dạng tham số Tr bằng một khau bù san bằng. Để tính F* ta có thể sử dụng giá trị cần của thông số từ thông y'rd* . Khâu nhận dạng ở hình 5.6 được ghép vào hệ thống chung và ta thu được hệ thống mới như sau. Hình 5.7 Cấu trúc của hệ truyền động dùng ĐCKĐB điều khiển T4R và tự thích nghi và nhân dạng hắng số thời gian Rotor Tr Trong thực tế, để áp dụng phương pháp nhận dạng kể trên, ta không cần phải đo điện áp động cơ mới tính được công suất vô công Q(t). Do khâu ĐCVTKG (cùng với biến tần) được coi là có hệ số truyền đạt 1:1,ta có thể dùng ngay thành phần điện áp usd , usq hoặc usa , usb ở đầu ra của khâu ĐCD. Giá trị ở đầu ra của khâu điều chỉnh D(1/Tr)- sau khi đã giới hạn trong phạm vi cho phép ứng với khoảng thăng giáng tối đa ±60% của Tr - đượccộng thêm vào gia trị ban đầu 1/Tr, kết quả của phép cộng là giá trị được bù (1/Tr), thích nghi với trạng thái thực của động cơ. 5.2 Các vấn đề về đo đạc dòng điện Stator Trong thực tế tồn tại hai giải pháp kỹ thuật khi đo: bbằng biến dòng hoặc bằng điện trở . Cả hai giải pháp đều cho ra tín hiệu dạng áp (hoặc dòng tỷ lệ thuận với cường độ dòng pha Stator. giải pháp biến dòng cung cấp tín hiệu đã cách ly với phần công suất đông cơ, khi đo bằng điện trở tín hiệu ra vẫn còn mang thế năng của động cơ. Để thu thập tính hiệu về tín hiệu cần đo, ta có thể dùng một trong hai phương thức: 1. sử dụng khâu biến đổi điện áp/tần số VCO 2. sử dụng khâu biến đổi tương tự/số ADC Đo giá trị tức thời bằng khâu biến đổi tương tự/số ADC Đây là giải pháp được sử dụng phổ cập hiện nay vì kỹ thuật thực hiện đơn giản và khả năng phân giải cao của các vi mạch ADC (10-12 Bit). Tuy nhiên, ở đây tồn tại một vướng mắc cần phải giải quyết triệt để, đó là vấn đề hài của dòng Stator, trong khi đó ta chỉ quan tâm đến điều chỉnh hài cơ bản. Thông thường để giải quyết vấn đề này ta nghĩ ngay đến việc sử dụng một bộ lọc để triệt hài bậc cao, gây nên do điện áp đặt lên Stator có dạng xung. Tuy vậy, việc dùng khâu lọc sẽ không tránh khỏi làm trễ tín hiệu và thời gian trễ giả tạo đó sẽ làm xấu chất lượng dòng một cách đáng kể. Vì vậy, phải cố gắng tránh sử dụng bộ lọc. Để tìm ra một giải pháp thích hợp, ta hãy quan sát hình vẽ sau. Hình 5.8a Thời điểm trích mẫu đo dòng động cơ khi sử dụng khâu biến đổi ADC Trong trường hợp dùng ADC, thời điểm trích mẫu đo giữ vai trò có tính quyết định. Thực tế đã chứng minh rằng: việc giả thiết gần đúng như trênkhông hề làm ảnh hưởng chất lượng hệ thống. Điều kiện duy nhất để coi giả thiết đó đúng là: tần số cắt xung fx phải đủ lớn (chu kỳ cắt xung Tx phải đủ nhỏ). Điều kiện đó được thoả mãn cho các hệ có fx ³ 2,5 kHz. Hình 5.8a Thời điểm trích mẫu đo trong khung đồng bộ tuyệt đối ổn định. Khi sử dụng ADC cần phải đặc biệt chú ý đến việc bù sai lệch diểm không do tầng khuếch đại thuật toán đầu vào gây nên. Đối với các ADC đã có tự động bù bên trong, việc bù bên ngoài không cần thiết nữa. Có hai khả năng thực hiện bù: 1. Bù bằng mạch bên ngoài ADC. Cách bù này có tác dụng tương đối hạn chế vì chỉ có khả năng thực hiện một lần. Trong quá trình vận hành thiết bị vẫn sảy ra trôi dạt điểm không do nhiệt độ thay đổi. 2. Bù bằng phần mềm. Khi chắc chắn dòng Stator bằng không (khi ngừng công nghệ cơ) ta tiến hành một số phép trích mẫu đo và tính giá trị trung bìnhcủa lượng mẫu đó. Giá trị trung bình được sử dụng để bù khi đo cho đến khi ngừng công nghệ mới, cho phép tính giá trị bù mới. Việc sử dụng phần mềm cho phép tự động hoá việc bù điểm không, tận dụng mọi thời gian ngừng công nghệ của động cơ, tránh đến mức cao nhất ảnh hưởng của nhiệt độ. Thực tiễn đã cho thấy ý nghĩa vô cùng quan trọng của việc bù đối với độ mấp mô của mô men quay động cơ. Đây có thể coi là điều kiện cần để có thể đưa độ mấp mô đó xuống dưới 1% đối với ĐCKĐB khi có phụ tải danh định (ĐCMC có độ mấp mô mômen quay tốt nhất là 1%). Đây chính là một trong nhiều thế mạnh mới của TĐĐXCBP , góp phần đẩy lùi và tiến tới thay thế triệt để TĐĐMC. 5.3 Các vấn đề về đo đạc tốc độ quay Rotor Để đo tốc độ quay ta có thể sử dụng một trong bốn khả năng : Máy phát tốc, máy phát xung, máy đo góc tuyệt đối, lọc Kalman. Trong đó, máy phát tốc đã dần đi vào dĩ vãng, do độ chính xác thấp, lại đòi hỏi phần biến đổi ADC có độ chính xác cao để số hoá tín hiệu đo. Ba khả năng còn lại đã và đang được ứng dụng trên thực tế. Nhưng hiện nay giá thành/tốc độ tính toán của vi xử lý đã giảm rất nhiều so với trước kia, đã cho phép giải quyết các thuật toán phức tạp đối với ĐCKĐB, nên xu hướng xu hướng nghiên cứu hiện nay là điều khiển/._.