Thiết kế và xây dựng bộ nghịch lưu một pha

ộ biến đổi điện áp một chiều 100VDC thành 48VDC, biến đổi điện áp 12VDC thành 50V(+/-) là một thí dụ về converter. Inverter là thiết bị biến đổi DC-AC, chuyển đổi điện áp (một chiều hay xoay chiều) của nguồn cho trước thành điện áp xoay chiều với biên dạng và pha theo yêu cầu sử dụng cụ thể. Converter - Inverter là dạng thiết bị biến năng đặc biệt. Nó cho phép tạo một dòng điện xoay chiều với các tính năng yêu cầu khắt khe nhất (sine hay không sine) từ một nguồn điện DC áp thấp có công suất đủ lớn (từ accu dùng phong điện hay điện mặt trời - accu). Đặc biệt nó có thể cung cấp điện AC với tần số và dạng Sine tiêu chuẩn, đạt các yêu cầu sử dụng cao nhất trong đó có tải cảm (motor, quạt máy AC, biến áp sắt từ v.v...). Sơ lược về inverter không sin(inverter sóng vuông) Các inverter sóng vuông chỉ phục vụ được cho một số đối tượng đặc biệt và phạm vi ứng dụng rất hạn chế. Đối với tải cảm thì nó nhanh chóng làm hư hỏng thiết bị tải cảm như quạt máy, biến áp điện từ nếu chúng có công suất nhỏ xíu. Còn khi các tải cảm có công suất chừng 30% công suất inverter "không sin" trở lên thì chúng sẽ bị cháy. Trong một số nỗ lực tạo dòng điện hình Sin từ sóng vuông, người ta ghép LC ở ngõ ra dòng điện 220V sóng vuông nhằm mục đích "mềm hoá" các góc hình vuông, tạo ra gần với sin. Dưới đây là một dạng sóng ra 220V/50Hz với LC ghép ở ngõ ra (hình 2.1) Hình 2.1. Dạng sóng ra 220V/50Hz với LC ghép ở ngõ ra Loại inverter này có khá hơn, nghĩa là theo cảm quan thì quạt máy ít gầm rú hơn (đôi khi cũng cháy) nhưng chạy thiếu tốc độ và nguốn bình nhiều, hiệu suất vào khoảng 45% Một phương pháp khác là dùng dạng sóng ngắt quãng. Cách này cho phép bớt hài tạo ra trên tải cảm. Do đó có khá hơn vì động cơ quạt máy vẫn "chạy" được mà không cháy. Tuy nhiên loại inverter true sin này cũng chỉ có hiệu suất không quá 50% trên tải cảm và khó lòng đạt động lực cần thiết, thành phần hài vẫn còn rất nhiều. Hình 2.2 Dạng sóng ngắt quãng Mạch điện Hình 2.3. Sơ đồ nguyên lý dạng sóng ngắt quãng Xem dạng sóng dưới đây để thấy hiệu suất thấp và hài còn cao của giải pháp ngắt quãng(hình 2.4) Hình 2.4. Dạng sóng ngắt quãng Tóm lại, các mạch inverter trực tiếp biến điện áp một chiều thành 220V/50Hz hình sin có rất nhiều phương án nhưng hầu hết là không đủ giải quyết yêu cầu chất lượng dòng điện, hiệu suất thấp và nặng nề. 2.1.1. Các hướng thiết kế chế tạo Sinus Converter-Inverter 2.1.1.1. DC/DC "cứng" + Inverter đa bậc hình Sin(Stabilised Converter + Multi Level Inverter)  Hình 2.5. Sơ đồ khối bộ nghịch lưu Stabilised Converter + Multi Level Inverter Phần Converter Multi Level tạo ra các mức điện áp +DC tiêu biểu (55V, 112V, 180V, 275V, 315V hay là một dải chia chi tiết nhỏ hơn, mô phỏng mức điện áp hình Sin 220VAC trong một bán kỳ). Các mức điện áp này cung cấp cho hoạt động của Inverter. Phần Inverter là các chuyển mạch bố trí cầu Wien, mở các mức điện ápđúng thời điểm trong từng bán kỳ, đảo pha theo thời gian 10 uS để tái tạo điện áp đa bậc (Multi Level) hình Sin ở ngõ ra. Một LPF (bộ lọc thấp) bảo đảm ngõ ta có một điện áp hình Sin hoàn hảo.  Đây là phương thức chế tạo Sinus Converter-Inverter cơ bản và hiệu quả cao nhất (82% ¸ 96% hiệu suất) nhưng cũng khó khăn phức tạp nhất, chỉ dành cho các nhu cầu cao cấp bắt buộc có điện áp hình Sin. 2.1.1.2. Converter 315V + PWM Sinus Inverter Hình 2.6. Sơ đồ khối bộ nghịch lưu Converter 315V + PWM Sinus Inverter Để giản đơn hơn trong chế tạo thì Converter chỉ tạo ra mỗi một điện áp 315VDC, nắn lọc cẩn thận để trực tiếp sử dụng cho Inverter. Inverter trong thiết kế này thực chất là một ampli Class D công suất lớn với PWM làm biện pháp chủ lực để tạo ra điện áp 220V hình Sin. Trong giải pháp này, phần có tính chất quyết định với dạng biên sóng Sin tạo ra là mạch Class D/Demodulation mà tư liệu gần như không thấy trên mạng, một số ít thì nằm trong các patent Âu - Mỹ và phải trả tiền mua mới có được. Phương pháp này gọn nhẹ nhưng cần kỹ thuật cao hơn nhiều. Hiệu suất trung bình 82% ¸ 88%. 2.1.1.3. Synchronous Converter + 50Hz Inverter Hình 2.7. Sơ đồ khối bộ nghịch lưu Synchronous Converter + 50Hz Inverter Converter dùng PWM tạo điện áp Sinus theo bán kỳ, tuỳ biến đồng bộ (synchro variabled) theo nhịp 10 uS với Inverter. Inverter mở kênh điện áp hình Sin do Converter tạo ra theo nhịp đồng bộ. Ngã ra của cầu chuyển mạch là điện áp 220V / 50 Hz hình sin. Phương pháp này giản đơn hơn do không chạm phải vấn đề Class D Demodulation mà cũng đạt được hiệu quả rất cao (70% ¸ 80%). 2.1.1.4. Converter + 50Hz Inverter Hình 2.8. Sơ đồ khối bộ nghịch lưu Converter + 50Hz Inverter Converter sử dụng IC chuyên dụng tạo tần số 50Hz tạo điện áp Sinus theo bán kỳ, tuỳ biến đồng bộ theo nhịp với Inverter. Ngã ra của cầu chuyển mạch là điện áp 220V/50Hz hình sin. Phương pháp này giản đơn hơn do không chạm phải vấn đề Class D Demodulation mà cũng đạt được hiệu quả cao (70% ¸ 80%). Ngoài 4 nhóm chính này, các hình thức khác đều là tổ hợp hoặc hỗn hợp của 4 phương pháp nói trên. Cho đến hiện nay vẫn chưa có phương thức thật sự mới nào được sáng tạo. Bốn phương pháp trên thì ba phương pháp đầu đạt được hiệu suất cao nhưng do tính chất phức tạp của mạch là sử dụng biến áp xung, mà trên thị trường Việt Nam chưa có nơi nào có thể sản xuất được biến áp xung đạt yêu cầu về kĩ thuật để đảm bảo chất lượng, do tính kinh tế và do yêu cầu của đề tài và thời gian có hạn nên em chọn phương án thứ 4(Converter + 50Hz Inverter) không sử dụng biến áp xung mà cũng đạt hiệu suất tương đương (70% ¸ 80%). 2.2. MẠCH KHUYẾCH ĐẠI ĐẨY KÉO( push-pull ) 2.2.1. Giới thiệu về mạch push-pull [5] Nguyên lý mạch đẩy kéo dạng xung dòng, áp được trình bày như sau: Khối điều biến độ rộng xung Vea EA Vref 2Vg VDS(Q1) Xung nhọn do điện cảm rò VDS (Q2) ID (Q2) ID(Q1) 2Vg (a) (b) (c) (d) (e) Q1 dẫn Q2 dẫn T1 D2 D1 L1 C1 R R1 R2 V0 N1 N2 Q1 Q2 Vg 0 Hình 2.9. Sơ đồ nguyên lý mạch Push-pull và đồ thị các dạng xung a) Sơ đồ nguyên lý b) Xung điện áp VDS của van Q1 c) Xung dòng điện ID của van Q1 d) Xung điện áp VDS của van Q2 e) Xung dòng điện ID của van Q2 Sơ đồ gồm một máy biến áp với một hoặc nhiều cuộn thứ cấp. Cuộn thứ cấp cung cấp một cặp xung vuông lệch nhau 1800 mà biên độ của nó được xác định bởi số vòng dây cuộn thứ cấp. Hai van động lực Q1 và Q2 là loại mosfet. Khi hai van mở sẽ làm điện áp rơi trên cuộn sơ cấp giảm đi một lượng là VDS ( là điện áp rơi trên hai cực D và S của van ). Điện áp VDS phụ thuộc vào nội trở RDS-on của van khi dẫn và dòng chảy qua van. Khi một trong hai van mở nó sẽ đặt một xung áp hình vuông có trị số Vg -VDS đến nửa cuộn sơ cấp. Lúc đó đối với điện áp thuận chỉnh lưu đầu ra Vd, đầu ra cathode chỉnh lưu sẽ có dạng sóng vuông trong thời gian Ton với biên độ (Vg - VDS).(NS/NP) -Vd. Ở đây Vd là sụt áp thuận trên điôt chỉnh lưu, thường có giá trị 1V với diode phục hồi nhanh thông thường là 0,5V với diode Schotky. T0 Ts Q1 dẫn Ton Q1 dẫn Q1 dẫn Q2 dẫn Ton Q2 dẫn Q1 dẫn Q2 dẫn Q2 dẫn Q1 dẫn Q1 dẫn Hình 2.10. Dạng sóng điện áp ra sau khâu chỉnh lưu Bộ lọc LC cung cấp một điện áp một chiều ngõ ra phẳng, có giá trị là giá trị trung bình của sóng vuông ngõ vào LC. Do đó điện áp ngõ ra V0 là: V0 = Trong đó : Ton : Là thời gian mở của van động lực trong mỗi chu kỳ. T0 : Là chu kỳ của xung ra do mạch điều khiển quyết định. 2.2.2. Nguyên nhân sự lựa chọn đẩy kéo cho mạch nâng điện áp Để nâng điện áp từ điện áp acquy lên thành điện áp cao có thể dùng rất nhiều mạch biến đổi như là: bộ Push-pull như đã trình bày ở trên, bộ Half bridge, bộ Full-bridge, hay bộ Flyback. Hình 2.11. Sơ đồ nguyên lý mạch Half bridge. Hình 2.12. Sơ đồ nguyên lý mạch Full bridge Vi V1 V2 Vs Is S R C D VD ID Vo Hình 2.13. Sơ đồ nguyên lý mạch Flyback Tuy nhiên bộ Flyback chỉ dùng cho mạch công suất bé dưới 100W. Với cùng một lõi biến áp thì bộ Half bridge và bộ Full bridge có công suất cao hơn so với bộ Push -pull. Nhưng trong mạch Half bridge thì cần có thêm hai tụ và vì điện áp trên cuộn dây chỉ bằng nửa điện áp nguồn cấp cho nên với cùng một điện áp ra cuộn thứ cấp trong biến áp của bộ Half bridge có số vòng dây lớn gấp đôi của bộ Push pull. Bộ Full bridge khắc phục được nhược điểm có số vòng thứ cấp lớn của bộ half bridge nhưng nó cần tới 4 Mosfet trong mạch lực, khiến mạch trở nên phức tạp, cồng kềnh, tăng chi phí cho sản phẩm. Với công suất không lớn ta sẽ sử dụng mạch push pull là hợp lý, vì mạch này tuy có tới hai cuộn sơ cấp nhưng cuộn sơ cấp có số vòng nhỏ nên sẽ kinh tế hơn. 2.3. TÍNH TOÁN MẠCH ĐIỀU KHIỂN[2] 2.3.1. Khái quát về mạch điều khiển a. Nguyên lý điều khiển Mạch điều khiển của mạch nâng áp acquy (mạch push pull) có nhiệm vụ mở và khóa van bán dẫn trong một chu kỳ. D V0 t1 t2 t3 t4 t5 Urc Uđk t t 0 0 U U Hình 2.14. Nguyên lý điều khiển và dạng xung ra của mạch nâng áp Như đã giới thiệu trong phần tính biến áp xung, điện áp trên tải V0 liên hệ với điện áp sơ cấp biến áp theo công thức : V0 Hay : V0 = V1.D Trong đó V1 là điện áp trên cuộn thứ cấp trước điôt chỉnh lưu. D Ton, TS: Thời gian mở van bán dẫn, chu kỳ đóng cắt (chuyển mạch ). Mạch điều khiển cần đáp ứng yêu cầu điều khiển D bằng các lệnh theo một nguyên tắc nhất định. Để điều khiển D với chu kỳ đóng cắt TS không đổi cần phải điều khiển khoảng thời gian dẫn của các van bán dẫn trong chu kỳ đóng cắt. Nguyên lý điều khiển thời gian dẫn của các van bán dẫn trong mạch có thể thực hiện như sau : Tạo một điện áp tựa dạng điện áp răng cưa hay điện áp tam giác với một tần số fs xác định khá cao. Dùng một điện áp một chiều làm điện áp điều khiển so sánh với điện áp tựa. Tại thời điểm điện áp tựa bằng điện áp điều khiển thì phát lệnh mở hoặc khóa van bán dẫn. Hình 2.14 trình bày nguyên lý điều khiển mạch push pull. Điện áp tựa Urc so sánh với điện áp điều khiển Uđk. Tại thời điểm 0, t1, t2… Urc = Uđk sẽ phát lệnh mở hoặc khóa van bán dẫn. Giả sử tại các sườn lên của điện áp tựa sẽ phát lệnh mở van bán dẫn, tại sườn xuống của Urc sẽ phát lệnh khóa van bán dẫn. Theo cách đó van bán dẫn sẽ mở tại 0, t2, t4..., và khóa tại t1, t3, t5… Độ rộng xung điện áp tải được điều khiển khi điều chỉnh điện áp điều khiển Uđk và được thể hiện ở sơ đồ khối sau: Tạo tần số Van động lực Tạo xung khuếch đại So sánh Hình 2.15. Sơ đồ khối điều khiển mạch Push-pull Mạch điều khiển gồm 3 khâu cơ bản : Khâu tạo tần số: Có nhiệm vụ tạo điện áp tựa răng cưa Urc với tần số theo ý muốn người thiết kế. Tần số mạch push pull thường chọn khá lớn, cụ thể ta chọn 150 kHz. Tần số này lớn hay bé là do khả năng chịu tần số của van bán dẫn. Nếu van động lực là tiristo tần số của khâu tạo tần số vào khoảng 1-5 kHz. Nếu van động lực là transitor lưỡng cực, transitor trường hay IGBT thì tần số có thể hàng chục, hàng trăm kHz. Khâu so sánh: Có nhiệm vụ xác định thời điểm điện áp tựa bằng điện áp điều khiển. Tại thời điểm điện áp tựa bằng điện áp điều khiển thì phát lệnh mở hoặc khóa van bán dẫn. Điện áp tựa tam giác có hai sườn lên và xuống, lệnh mở van động lực ở giao điểm sườn lên, thì giao điểm sườn xuống sẽ phát lệnh khóa van và nghịch lại. Khâu tạo xung và khuếch đại: Có nhiệm vụ tạo xung phù hợp để mở van bán dẫn. Một xung được coi là phù hợp để mở van là xung có đủ công suất (đủ dòng điện và điện áp điều khiển), cách ly giữa mạch điều khiển với mạch động lực khi nguồn động lực hàng chục volt trở lên. Hình dạng của xung điều khiển phụ thuộc vào van động lực được sử dụng. Van động lực là transitor, xung điều khiển có dạng xung chữ nhật có độ rộng của các xung này bằng độ rộng xung điện áp tải. b. Các khâu cơ bản Khâu tạo tần số Có nhiều cách tạo điện áp tựa có tần số theo ý muốn của người thiết kế. Những sơ đồ tạo điện áp tựa có thể tạo ra ba dạng điện áp tựa như hình 2.16. Điện áp dạng tam giác cân như hình 2.13a được tạo ra khi tần số fs = 1/Ts cố định. Độ rộng xung điện áp D có thể được điều chỉnh bằng việc thay đổi cả thời điểm mở van bán dẫn tại sườn lên điện áp tựa và cả thời điểm khóa van bán dẫn tại sườn xuống điện áp tựa. Sơ đồ tạo điện áp tam giác cân như thế này thực hiện tương đối đơn giản. Trên thực tế việc tạo điện áp có cả cạnh lên và xuống cũng biến thiên như hình 2.16a thường được thực hiện bằng mạch RC, hình dạng các cạnh đó phụ thuộc vào việc nạp và xả tụ. Các đường nạp và xả tụ nhiều khi không hoàn toàn là đường thẳng tuyến tính. Các đường cong này có thể làm cho quan hệ điện áp điều khiển với khoảng dẫn D không tuyến tính. Tuy nhiên, điện áp tựa tam giác cân thường hay dùng hơn trong thực tế vì lý do dễ thực hiện. D Ts t U U U t t D Ts D Ts a b c Uđk Hình 2.16. Các dạng điện áp tựa của mạch điều khiển Điện áp tựa tam giác vuông hình 2.16b,c cũng được tạo với tần số cố định. Khi thay đổi điện áp điều khiển, có một cạnh tam giác là cạnh góc vuông, nên thời điểm mở theo cạnh đó sẽ cố định trong một chu kỳ. Van bán dẫn chỉ được mở (hay khóa) theo cạnh huyền của tam giác. Trên thực tế sơ đồ mạch điện tử để tạo điện áp vuông 900 không chính xác. Sau đây ta xét một số sơ đồ tạo điện áp tựa của khâu tạo tần số: Tạo điện áp tam giác bằng dao động đa hài Điện áp tam giác cân có thể được tạo ra bởi một điện áp đa hài bằng khuếch đại thuật toán ( KĐTT ) như hình 2.17a. a b A1 + - R1 R2 C V- V+ A2 - + R3 R V-- V+ t 0 Hình 2.17. Dao động đa hài bằng khuếch đại thuật toán Sơ đồ dao động đa hài bằng khuếch đại thuật toán A1 có hai đường hồi tiếp. Hồi tiếp âm về V- bằng mạch RC và hồi tiếp dương V+ bằng mạch chia áp R1, R2. Hoạt động sơ đồ 2.17a có thể giải thích như sau: Giả sử điện áp ra của A1 đang dương nhờ hồi tiếp dương mà điện áp ra bằng Ucc và không đổi, lúc đó điện áp vào cổng “+” có trị số: Điện áp vào cổng “-” là điện áp nạp tụ, điện áp nạp tụ tăng dần đến khi V+=V, tại thời điểm t1 đầu ra lật trạng thái từ dương xuống âm, điện áp V+ đổi dấu từ dương xuống âm, điện áp nạp trên tụ đổi chiều. Chu kỳ dao động của mạch được xác định như sau: T = 2.R.C.ln(1+) Tần số của xung: f Trường hợp đặc biệt : R1 = 2.R2 = R T = 2.R.C.ln2 = 2.R.C.0,69 Để phối hợp trở kháng giữa điện áp trên tụ với tải bên ngoài cần dùng thêm khuếch đại A2. Tạo điện áp tam giác bằng tích phân sóng vuông Mạch tạo điện áp tam giác cũng có thể nhận được từ bộ tích phân xung vuông như hình 2.18. Xung vuông có thể tạo bằng nhiều cách khác nhau. Tích phân xung này chính là quá trình nạp và xả tụ. Nếu điện áp vào khâu tích phân không đối xứng có thể xuất hiện sai số đáng kể. Điện áp tựa trên hình 2.17b mang tính phi tuyến cao. Điện áp tựa có thể nhận được tuyến tính hơn nếu ta sử dụng sơ đồ 2.18a. R2 a A1 - + C V- V+ A2 - + R3 R1 b UA2 t U UA1 Hình 2.18. Bộ tạo sóng điện áp vuông và tam giác bằng KĐTT Khuếch đại A1 có hồi tiếp dương bằng điện trở R1, đầu ra có trị số điện áp nguồn và dấu phụ thuộc hiệu điện áp hai cổng V+, V-. Đầu vào V+ có hai tín hiệu, một tín hiệu không đổi lấy từ đầu ra của A1 và một tín hiệu biến thiên lấy từ đầu ra của A2. Điện áp chuẩn so sánh để quyết định đổi dấu điện áp ra của A1 là trung tính vào V-. Giả sử đầu ra của A1 đang dương UA1 > 0, khuếch đại A2 tích phân đảo dấu cho điện áp có sườn đi xuống của điện áp tựa. Điện áp vào V+ lấy từ R1 và R2 , hai điện áp này trái dấu nhau. Điện áp vào qua R2 biến thiên theo đường nạp tụ, còn điện áp vào qua R1 không đổi, tới khi nào = 0 đầu ra của A1 đổi dấu thành âm. Tần số điện áp tựa được tính như sau: f Bằng cách chọn các trị số của điện trở và tụ điện ta có được điện áp tựa có tần số như mong muốn. Khâu so sánh Muốn xác định được thời điểm mở transitor, tiến hành so sánh hai tín hiệu Uđk và Urc. Việc so sánh tín hiệu đó có thể thực hiện bằng transitor như trên hình 2.19a. Tại thời điểm Uđk = Urc ở đầu vào, transitor lật trạng thái từ khóa sang mở hay ngược lại từ mở sang khóa, làm cho điện áp ra cũng bị lật trạng thái, tại đó xác định được thời điểm mở transitor. a) R3 -E R1 R2 Urc Uđk Tr Ura A + - R1 R2 Urc Uđk Ura A + - R1 R2 Urc Ura b) c) Uđk Hình 2.19. Sơ đồ khâu so sánh thường gặp. a)- Bằng transitor. b)- Cộng một cổng đảo của khuếch đại thuật toán. c)- Hai cổng KĐTT. Trên thực tế mức độ mở bão hòa của transitor phụ thuộc vào tổng đại số Uđk Urc= Ub tổng đại số này có một vùng điện áp nhỏ hàng mV, làm cho transitor không làm việc ở chế độ đóng cắt như mong muốn, do đó nhiều khi làm thời điểm mở transitor lệch so với điểm cần mở tại Uđk = Urc. Khuếch đại thuật toán có hệ số khuếch đại vô cùng lớn, chỉ cần một tín hiệu rất nhỏ cỡV ở đầu vào, đầu ra đã có điện áp nguồn nuôi, việc ứng dụng KĐTT trên hình 2.19b, c rất thường gặp trong các sơ đồ hiện nay. Ưu điểm hơn hẳn của các sơ đồ KĐTT là có thể phát xung điều khiển chính xác tại Uđk = Urc. Từ hình 2.19c ta thấy rằng trong mỗi chu kỳ điện áp tựa có hai thời điểm điện áp tựa bằng điện áp điều khiển. Tại thời điểm đó đầu ra của khâu so sánh đảo dấu điện áp. Tương ứng với các thời điểm đột biến điện áp đầu ra của khâu so sánh cần có lệnh mở hoặc khóa van bán dẫn. t Urc Uđk A + - R1 R2 U Uss t 0 0 Hình 2.20. Tín hiệu vào và ra khâu so sánh Khâu khuếch đại ( Mạch lái Mosfet ) Mạch khuếch đại có nhiệm vụ tạo xung phù hợp để mở transitor. Sự phù hợp ở đây là phù hợp về công suất và cách ly giữa mạch điều khiển với mạch động lực khi mạch động lực có điện áp cao. Với van lực là Mosfet (là loại van mở bằng điện áp) thì ta không cần phải qua khâu khuếch đại. Tín hiệu lái van sẽ được cấp từ IC điều khiển. Vấn đề cách ly giữa mạch lực với mạch điều khiển là không cần thiết do mạch lực có điện áp thấp. IC điều khiển MOSFET Cin R1 Hình 2.21. Mạch lái Mosfet 2.3.2. Giới thiệu về IC chuyên dụng sử dụng trong bộ nghịch lưu [9] Trong mạch điều khiển bộ nghịch lưu ta hoàn toàn có thể sử dụng các mạch riêng rẽ ghép lại với nhau. Mỗi một mạch sẽ thực hiện một khâu riêng: có thể là tạo xung, so sánh hoặc là một khâu khuếch đại. Tuy nhiên điều này sẽ làm cho mạch trở nên cồng kềnh, tăng chi phí cho sản phẩm, hơn nữa việc dùng nhiều các phần tử như vậy sẽ làm cho mạch thiếu tính ổn định. Điều này là rất quan trọng đối với một mạch điện tử công suất. Dựa trên nguyên lý điều khiển chung như đã trình bày ở trên, hiện nay các hãng đã chế tạo ra IC chuyên dụng điều biến độ rộng xung PWM dùng cho các nguồn chuyển mạch ( ví dụ: hãng TI, Cypress, Maxim, MicroChip). Chúng đã tạo ra được một cuộc cách mạng trong việc chế tạo bộ nguồn chuyển mạch. Ngoài IC CD4047B trên thị trường hiện nay còn có một số loại IC chuyên dụng điều biến độ rộng xung như: SG3524, HCF4047B, HCC4047B, TL494, Loại IC chuyên dụng này có nhiều ưu điểm vượt trội như : - Làm việc với dải điện áp rộng : 8V 40V ( đối với LT1524 ), 318V ( với HCC4047B ) - Có khả năng chống nhiễu cao. - Hoạt động ổn định trong dải nhiệt độ khá rộng: -550C 1250C (với SG2524), -650C 1500C ( đối với CD4047 ). - Tạo được sóng ra với tần số khá cao 300 kHz. - Tiêu thụ năng lượng rất thấp 100 mW. Mỗi hãng chế tạo các IC này có đôi chút khác nhau song sơ đồ cấu tạo và nguyên lý hoạt động của chúng đều có những điểm giống nhau cơ bản và được trình bày như hình 2.19. Do vậy trong thiết kế mạch điều khiển bộ nghịch lưu ta hoàn toàn có thể thay thế các IC này cho nhau khi cần thiết. Một bộ dao động răng cưa sinh ra một xung răng cưa (hình 2.22) có biên độ khoảng 3,3V, Vst. Mức điện áp một chiều ở nền xung răng cưa vào khoảng 0,5V và ở đỉnh là 3,5V. Chu kỳ xung răng cưa được xác định bởi thành phần điện trở và tụ điện bên ngoài Rt và Ct, giá trị xấp xỉ : T = Rt.Ct Một bộ khuếch đại sai số so sánh một phần điện áp ngõ ra KVo với điện áp chuẩn Vref và sinh ra điện áp sai số Vea, Vea được so sánh với điện áp răng cưa Vst trong bộ điều biến độ rộng xung PWM. Chú ý rằng trong bộ khuếch đại sai số, một phần của điện áp ngõ ra KV0 được cấp đến ngõ đảo để khi Vo tăng thì điện áp sai số Vea giảm. Khi điện áp ngõ ra tăng, KVo cũng tăng tương ứng và lúc đó Vea sẽ giảm, Vea sẽ đi xuống phần đáy của xung răng cưa. Dẫn tới thời gian âm của Vpwm giảm và do đó thời gian mở của transitor giảm và sẽ làm giảm điện áp ra. Ngược lại khi điện áp ngõ ra giảm, KVo giảm tương ứng và lúc đó Vea sẽ tăng, nó sẽ đi lên phần đỉnh của xung răng cưa. Dẫn tới thời gian âm của Vpwm tăng và do đó thời gian mở của transitor tăng và như vậy sẽ làm tăng điện áp ra. Từ đây ta thấy rằng điện áp ra đã được ổn định nhờ vòng hồi tiếp âm điện áp. Sawtooth oscillator PWM PWM T1 Binary Counter Vpwm NAND Gate Q Q2 Q1 G2 G2 E2 C2 E1 C1 Overcurrent Sensing Vref Error Amplifier KVo + - + - Vst Vp Vea Rt Ct Vp Vst Vpwm Q E1 E2 t1 t2 Vea Hình 2.22. Sơ đồ cấu tạo và nguyên lý hoạt động của IC chuyên dụng. IC CD4047B được thiết kế cho mạch đẩy kéo do đó xung âm đơn có độ rộng điều chỉnh được Vpwm xảy ra mỗi lần trong một chu kỳ xung răng cưa phải được chuyển đổi thành hai xung lệch pha nhau 1800 với cùng độ rộng. Điều này thực hiện được nhờ bộ đếm nhị phân và cổng lôgic NAND G1, G2. Xung dương VP xảy ra ở cuối mỗi xung răng cưa được sinh ra từ bộ dao động răng cưa, xung dương này được sử dụng để khởi động bộ đếm nhị phân. Ngõ ra của bộ đếm nhị phân Q và gồm hai sóng vuông ngược pha ở trong một chu kỳ xung răng cưa. Những sóng vuông này và Vpwm sẽ được kết hợp trong hai bộ NAND G1 và G2. Vì vậy cực B và cực E của hai transitor Q1 và Q2 chỉ dương trong một nửa chu kỳ luân phiên. Thời gian mở của các transitor công suất chính là khoảng thời gian điện áp Vpwm ở mức thấp. Khi Vp ở mức cao trong khoảng thời gian rất ngắn thì cả hai cực B của Q1 và Q2 đều ở mức thấp khiến cả hai transitor lực đều bị khóa. Điều này đảm bảo rằng nếu độ rộng xung Vpwm lớn nhất, tức là Vpwm ở mức thấp trong cả chu kỳ xung răng cưa thì hai van động lực không mở đồng thời ở thời điểm cuối mỗi chu kỳ. Việc mở đồng thời hai transitor lực cho dù chỉ trong thời gian ngắn là rất nguy hiểm có thể sẽ làm phá hủy transitor lực. Hình 2.23. Sơ đồ khối cấu trúc của IC chuyên dụng CD4047B 2.3.3. Tính toán linh kiện trong sơ đồ Ở đây ta sử dụng IC chuyên dụng để thiết kế mạch điều khiển : Hình 2.24. Sơ đồ mạch điều khiển Các giá trị linh kiện trong sơ đồ có thể được chọn như sau(hình 2.24) Ÿ Trước tiên là Rt và Ct: ta tra Datasheet của IC CD4047B ta có được: 2 (k) < RX < 150 (k) 0,0001(F) < CX < 0,1 (F) Ÿ Với tần số chuyển mạch tính theo công thức: fs 300(Hz) (2.1) Chọn RC = 0 bằng cách nối chân 3 với chân số 2 và 1. Chọn CX = 0,1 (F). Thay vào (2.16) ta có : à RX 47619 () Chọn biến trở 200 k Với hai khối này ta chỉ cần dùng một khối để làm phản hồi còn một khối nối đất. Như đã trình bày ở phần tính toán cuộn cảm lọc và tụ lọc, ta luôn để độ mở của hai van lực là tối đa, nghĩa là D = 0,9. Chân số 1 là chân Timing được nối thông qua 1 tụ 0,1 (F). Chân 4, 5, 6 được nối với chân VDD cấp nguồn 12V Chân 8, 9, 12 là chân Trigger, External reset, Retrigger được nối đất. Các điện trở nối cực G của các van lực được chọn dựa trên công thức: RG (2.2) Tra Datasheet của Mosfet IRFZ44N có : LS = 7,5 (nH) CISS = 1470 (pF) Thay vào (2.2) ta tìm được giá trị RG : RG = 4.5 () Ta lấy quy chuẩn RG = 10 () Tín hiệu xung ra từ IC CD4047B được lấy ra từ chân số 10 và 11. Tuy nhiên để có thể đủ dòng và áp đảm bảo kích mở cho Mosfet Ta sử dụng IC LM358 làm bộ lặp điện áp, bằng cách nối đầu vào âm với đầu ra ( Rhồi tiếp= 0). Như vậy IC LM358 có vai trò cách ly IC tạo xung với mạch khuếch đại. Điều này sẽ đảm bảo cho IC CD4047B hoạt động ổn định, khả năng chống nhiễu cao hơn. 2.4. TÍNH TOÁN MẠCH ĐIỀU KHIỂN MẠCH LỰC NGƯỢC LƯU 2.4.1. Cấu tạo và nguyên lý điều khiển của Mosfet [1] Khác với cấu trúc BJT, MOSFET có cấu trúc bán dẫn cho phép điều khiển bằng điện áp với dòng điều khiển cực nhỏ. Hình 2.25 biểu diễn cấu trúc bán dẫn và ký hiệu của một MOSFET kênh dẫn kiểu N. Trong đó G là cực điều khiển được cách li hoàn toàn với cấu trúc bán dẫn còn lại bởi lớp điện môi cực mỏng nhưng có độ cách điện cực lớn. Hai cực còn lại là cực gốc S và cực máng D. UD=2V iD UD=220V UD=10V UD=1V dẫn dòng UGS 10V 5V 0 c) G D S b) Cực gốc S Cực đ khiển G n n n n p p n- n Cực máng D a) UD=0,5V Hình 2.25. MOSFET : a) cấu trúc, b) Ký hiệu, c) Đặc tính tĩnh Trong cấu trúc bán dẫn MOSFET, các phần tử mang điện là các điện tử nên được gọi là phần tử mang điện cơ bản.Từ cấu trúc của MOSFET có thể thấy rằng giữa cực máng và cực gốc tồn tại một tiếp giáp p-n, tương đương với một diôt ngược nối giữa D và S. Trong các bộ biến đổi, để trao đổi năng lượng giữa nguồn và tải cần các điôt ngược song song với các van bán dẫn. Như vậy MOSFET có ưu điểm là đã có sẵn điot này. MOSFET có tần số đóng cắt lớn tuy nhiên thời gian đóng cắt lại chịu ảnh hưởng của các tụ kí sinh ở các cực. Trên hình 2.25c biểu diễn đặc tính tĩnh của MOSFET. Khi điện áp điều khiển UGS nhỏ hơn một giá trị ngưỡng (khoảng 3V), MOSFET ở trạng thái khoá với điện trở rất lớn giữa cực máng D và cực gốc S. Khi UGS cỡ 5-7V MOSFET ở trạng thái dẫn. Điện áp điều khiển MOSFET có giá trị khoảng 15V để giảm điện áp rơi trên D và S. Khi đó UDS sẽ gần như tỷ lệ với dòng ID. Mở MOSFET Trên hình 2.26 biểu diễn biểu diễn một sơ đồ điều khiển mở MOSFET. Tải cảm kháng được thể hiện bằng nguồn dòng nối song song ngược với điôt dưới điện áp một chiều UDD. MOSFET được điều khiển bởi đầu ra của một vi mạch DRIVER dưới nguồn nuôi UCC nối tiếp qua điện trở RGext. Cực điều khiển có điện trở nội RGint. Khi có xung dương ở đầu vào của Driver ở đầu ra của nó sẽ xuất hiện xung với biên độ Up đưa đến điện trở RGext. Điện áp UDS sẽ tăng theo hàm mũ với hằng số thời gian T1=(Rdr+RGext+RGin).(CGS+CGDI) trong đó CDG đang ở mức thấp, CGDI đang ở mức cao. Khi UGS vượt qua giá trị ngưỡng dòng cực máng ID bắt đầu tăng rất nhanh đạt đến giá trị dòng tải. Như vậy từ khi cấp tín hiệu tới khi dòng đạt giá trị dòng tải phải mất một số thời gian và đó chính là thời gian mở của MOSFET. Khóa MOSFET Khi tín hiệu điều khiển giảm tới không, UGS giảm theo hàm mũ với hằng số thời gian T2=(Rdr+RGext+RGin)(CGS+CGDI) sau thời gian thời gian trễ, dòng iD giảm dần tới không và MOSFET bị khoá. Ucc Rdr RGext IG CGD CGS RGint D +UDD Driver IGD IGS S Hình 2.26. Sơ đồ điều khiển mở và khóa MOSFET Các thông số của Mosfet công suất Khi ứng dụng Mosfet trong các thiết bị điện tử công suất thì thông số quan trọng nhất mà ta quan tâm đến đó là thời gian đóng cắt của Mosfet, thông thường thời gian đóng cắt của Mosfet từ 10ns – 60ns. Bên cạnh đó còn có các thông số quan trọng khác như: - Điện áp lớn nhất trên hai cực D, S của Mosfet : VDS(max) (V). - Dòng điện lớn nhất mà van chịu được : ID (A). - Điện trở trong của van : RDS(ON) (). - Dải nhiệt độ hoạt động của van. Các thông số này rất quan trọng khi ta thiết kế mạch điều khiển van. Tóm lại quá trình mở - khóa của Mosfet là quá trình chuyển mạch giữa trạng thái trở kháng cao và trạng thái trở kháng thấp được thực hiện trong bốn giai đoạn. Độ dài khoảng thời gian của các giai đoạn được quyết định bởi giá trị điện dung giữa các cực, điện áp đặt vào cực điều khiển, và dòng điện nạp xả của các tụ điện trên cực G. Đây là thông số quan trọng để thiết kế mạch điều khiển Mosfet trong các ứng dụng có tần số đóng cắt lớn. 2.4.2. Tính toán mạch tạo xung điều khiển Việc kích mở 4 Mosfet của cầu H đòi hỏi có hai xung vuông tần số 50Hz lệch pha nhau 1800 với dòng đủ lớn và khả năng thay đổi độ rộng xung. a. Sơ đồ mạch tạo xung cho tần số 50Hz Hình 2.27. Sơ đồ mạch tạo xung vuông 50Hz điều chỉnh độ rộng xung Sơ đồ tương tự như sơ đồ tạo xung mạch nâng áp, tuy nhiên có một số điểm khác biệt như sau: Để điều chỉnh độ rộng xung ta mắc khối Error Amplier như sau: Chân số 4, 5, 6, 14 sẽ được nối với nguồn 12V để khuếch đại tín hiệu, biến trở 200k để điều chỉnh và tạo ra tần số 50Hz. Việc thay đổi giá trị biến trở sẽ làm thay đổi giá trị đầu ra của khối khuếch đại sai số, giá trị này được so sánh với xung răng cưa để thay đổi độ rộng xung. b. Sơ đồ mạch kích mở Mosfet sử dụng IC LM358 [7] Hình 2.28. Sơ đồ điều khiển sử dụng LM358 Các giá trị của R, C và điôt được tính toán như sau : R1 = R2 = R7 = R 8 = RGATE = 2. - (RDRV + RGI ) (2.3) Trong đó: LS : Tổng điện cảm đầu nối Mosfet và mạch in. CISS : Giá trị tụ bên trong Mosfet. RDVR và RGI là hai giá trị có thể bỏ qua được. Tra trong Datasheet của IRFZ44N ta có được thông số LS = 7,5 (nH) điện cảm mạch in tốt nhất có thể vào khoảng 20 nH, như vậy LS = 27,5 (nH). CISS trong Datasheet của IRFZ44N có giá trị 1470pF. Như vậy ta có: RGATE = 2. = 8,6 () Chọn R2 = R5 = R 10 = R8 = 100 () Các điôt D2, D3, D4, D5 chọn loại điôt Zener 18 (V). 2.5. TÍNH CHỌN VAN ĐỘNG LỰC[4] Hiện nay người ta thường sử dụng các loại transitor sau: BJT, MOSFET, IGBT. Về nguyên lý ba loại transitor trên hoạt động gần giống nhau. Tuy nhiên khác nhau của chúng là tổn hao công suất, tần số làm việc và công suất điều khiển. Transitor lưỡng cực là loại linh kiện kinh điển, có ưu điểm là dòng điện định mức có thể lên tới 1000A. Tuy nhiên tổn hao chuyển mạch làm giới hạn dòng điện làm việc của chúng. Công suất điều khiển các loại transitor khá lớn, điều này làm tăng công suất mạch điều khiển. Ngay cả khi sử dụng sơ đồ darlingtơn đôi khi cũng không được coi là giải pháp hay, lúc đó darlingtơn nhiều tầng làm tăng sai số. Với việc ứng dụng van bán dẫn để làm van động lực trong bộ nghịch lưu, việc thu nhỏ kích thước rất được coi trọng. Vì vậy với một mạch điều khiển cần nhiều tầng là không tối ưu. Hơn nữa, BJT có tần số đóng cắt không cao như FET. Như vậy ta muốn tăng tần số để có thể thu nhỏ được biến áp xung là không thể thực hiện được. Tổn hao công suất chuyển mạch lớn làm giảm hiệu suất của bộ nghịch lưu. Để._.