Thiết kế mạng tiếp điện song hành cho mảng anten tuyến tính có yêu cầu đặt dải rộng các điểm không trên giản đồ bức xạ

động ở dải tần 5.8 GHz sử dụng cho mảng anten tuyến tính 12 phần tử đáp ứng yêu cầu đặt dải rộng các điểm không (nulls) trên giản đồ bức xạ. Thuật toán đàn Dơi được sử dụng để tính toán phân bổ công suất lối ra của mạng tiếp điện dựa trên kỹ thuật tối ưu chỉ điều khiển biên độ. Mạng tiếp điện sử dụng các bộ chia hai công suất hình T và bộ chia ba công suất Bagley và được thiết kế trên nền vật liệu Rogers RT/5870 có kích thước là 331.5 x 72 x 1.575 mm3. Kết quả mô phỏng với giả thiết dãy các điểm không được đặt trong khoảng góc 42-66o cho thấy phân bổ công suất lối ra của mạng tiếp điện đáp ứng yêu theo lý thuyết; mạng tiếp điện có băng thông hoạt động 490 MHz với giá trị -10 dB của hệ số phản xạ S1,1. Từ khóa- Thuật toán đàn Dơi, kỹ thuật điều khiển búp sóng mảng anten tuyến tính, thiết kế mạng tiếp điện song hành. I. GIỚI THIỆU Ngày nay, các hệ thống thông tin vô tuyến ngày càng phát triển cả về số lượng và các ứng dụng mới. Vì vậy, các băng tần được sử dụng chia sẻ cho nhiều loại nghiệp vụ vô tuyến khác nhau. Để giảm ảnh hưởng nhiễu có hại từ các nguồn tín hiệu bên ngoài trong điều kiện phải dùng chia sẻ các băng tần, nhiều trường hợp trong thực tế. các hệ thống vô tuyến yêu cầu thay đổi giản đồ bức xạ của anten để tại các hướng nhất định, các điểm không được đặt vào đó nhằm giảm tối đa tăng ích thu/phát của anten để hạn chế thu/phát các tín hiệu không mong muốn. Kỹ thuật này được biết đến là kỹ thuật điều kiển các điểm không của giản đồ bức xạ (pattern-nulling). Có 3 loại yêu cầu đặt các điểm không trên giản đồ bức xạ của một anten là: Đặt một điểm không đơn lẻ (single null); đặt đồng thời nhiều điểm không rời rạc nhau (multi nulls); và đặt một dải rộng liên tục các điểm không (broad null). Trong số đó, trường hợp đặt một dải rộng các điểm không là phổ biến hơn cả. Đối với các mảng anten tuyến tính, việc đặt các điểm không trên giản đồ bức xạ được thực hiện thông qua việc điều chỉnh phân bổ biên độ (công suất) của nguồn tín hiệu đặt tại đầu vào của các phần tử anten trong mảng. Trong các mảng anten thông minh, các điểm không có thể được đặt và thay đổi theo thời gian thực nhờ sử dụng các điều khiển búp sóng số (digital beamformers). Tuy nhiên, các mảng anten thông minh có cấu trúc phần cứng phức tạp vớt các thành phần đi kèm như bộ xử lý tín hiệu, bộ biến đổi tương tự-số và thường có giá thành cao. Trên thực tế, khi triển khai các hệ thống tại các khu vực mà hướng nguồn tín hiệu ngoài gây nhiễu là xác định trước và không thay đổi theo thời gian, các mảng anten cố định có thể được sử dụng để giảm sự phức tạp của hệ thống và giảm giá thành. Khi đó, mảng anten sẽ được tiếp điện bởi một mạng tiếp điện cố định được thiết kế với các lối ra tương ứng với yêu cầu phân bổ công suất (biên độ) tín hiệu lối vào các phần tử của mảng anten. Có hai loại cấu trúc cơ bản của các mạng tiếp điện là song hành và nối tiếp [1]. Cấu trúc nối tiếp có kích thước nhỏ gọn, ít suy hao nhưng băng thông hẹp. Việc tính toán công suất ở các lối ra là phức tạp nên không thuận lợi khi thiết kế các mảng có kích thước lớn. Ngược lại, cấu trúc song hành có kích thước lớn, bị tổn hao nhiều do ghép nối nhưng lại có băng thông rộng hơn. Các mạng tiếp điện song hành cho phép tính toán các lối ra một cách dễ dàng vì chúng chủ yếu được xây dựng từ các phần tử cơ bản như bộ chia 2 công suất hình T hoặc Wikinson. Đã có nhiều thiết kế mạng tiếp điện cho các mảng anten tuyến tính được đề xuất. Cụ thể, các mạng tiếp điện nối tiếp đã được đề xuất tại [2-5] và các mạng tiếp điện song hành đề xuất tại [6-9]. Tuy nhiên, các thiết kế này mới chỉ hướng đến giải quyết yêu cầu của bài toán giảm mức của các búp sóng phụ. Các mạng tiếp điện này được thiết kế dựa trên phân bổ biên độ theo các chuỗi số học như Chebyshev, Taylor hay Binomial. Tại nghiên cứu [10] của cùng nhóm tác giả bài báo này, một cấu trúc tiếp điện nối tiếp được đề xuất cho mảng anten tuyến tính 12 phần tử đáp ứng được yêu cầu đặt dãy các điểm không trong khoảng góc 55o-60o. Tuy vậy, nhược điểm của cấu trúc này là tín hiệu lối ra của mạng tiếp điện chỉ đồng pha trong một băng thông rất hẹp. Trong bài báo này, một cấu trúc tiếp điện song hành mới được đề xuất để sử dụng cho các mảng anten tuyến tính 12 phần tử đáp ứng được yêu cầu giảm nhiễu hướng búp sóng phụ bằng phương pháp đặt dải rộng các điểm không trên giản đồ bức xạ. Mạng tiếp điện được thiết kế hoạt động ở dải tần số 5.8 GHz, là dải tần được sử dụng phổ biến cho các hệ thống vô tuyến phục vụ mục đích nghiên cứu khoa học, y tế và công nghiệp (ISM) cũng như là các hệ thống di động, cố định và vô tuyến định vị. Nội dung được trình bày trong phần tiếp theo của bài báo như sau: Mục II trình bày về phương pháp tính toán một phân bổ biên độ đáp ứng yêu cầu đặt một dải rộng các điểm không trên giản đồ bức xạ của mảng anten tuyến tính. Mục III trình 85 2 bày chi tiết về thiết kế của mạng tiếp điện. Các kết quả mô phỏng được trình bày tại Mục IV và nội dung nghiên cứu được kết luận tại Mục V. II. TÍNH TOÁN PHÂN BỔ BIÊN ĐỘ ĐÁP ỨNG YÊU CẦU ĐẶT DẢI RỘNG CÁC ĐIỂM KHÔNG Thuật toán đàn Dơi được sử dụng trong nghiên cứu này để tính phân bổ công suất của mảng tiếp điện dựa trên kỹ thuật tối ưu chỉ điều khiển biên độ. Ứng dụng của thuật toán đàn Dơi trên các bộ điều khiển búp sóng bằng phương pháp điều khiển biên độ đã được phát triển và công bố tại nghiên cứu có liên quan của đồng tác giả bài báo này [11]. Với nguyên lý tương tự, thuật toán đàn Dơi được áp dụng để tính toán phân bổ biên độ cho mảng anten tuyến tính đáp ứng yêu cầu về đặt dải rộng các điểm không trên giản đồ bức xạ của mảng anten tuyến tính. Mảng anten được lựa chọn nghiên cứu trong bài báo này là mảng tuyến tính gồm 12 phần tử dãn cách đều nhau khoảng cách một nửa bước sóng. Khoảng dải rộng các điểm không được giả định là khoảng góc [42o, 66o] trên giản đồ bức xạ (là khoảng góc bao trùm 4 búp sóng phụ liền kề nhau, từ búp sóng phụ thứ nhất đến búp sóng phụ thứ tư). Theo lý thuyết anten mảng thì hệ số mảng (array factor) AF được tính bởi công thức: 𝐴𝐹(𝜃) = ∑ 𝑎𝑛𝑒 𝑗(𝑛𝑑𝑘𝑠𝑖𝑛(𝜃)+𝛿𝑛)𝑁 𝑛=−𝑁 . (1) Ở đây, N = 6, d = λ/2, và k là số sóng, tính bởi 𝑘 = 2𝜋/λ. Để giữ búp sóng chính nằm ở vị trí trung tâm của mảng, phân bổ pha và biên độ của hàm AF phải thoả mãn: δn = 0 và a-n = an. Kỹ thuật điều khiển biên độ chỉ thay đổi phân bổ của an và giữ không đổi δn. Hàm mục tiêu F được thiết kế cho quá trình tìm kiếm phân bổ biên độ đáp ứng yêu cầu đặt dãy các điểm không liên tục trong khoảng 42-66o như sau: 𝐹 = { 𝜂|𝐴𝐹𝑜 (𝜃𝑖)| 2, 𝜃𝑖 = [42, 66] 𝑣à 𝜂 𝑙à ℎằ𝑛𝑔 𝑠ố ∑ |𝐴𝐹𝑜(θ) − 𝐴𝐹𝑟(θ)| 2180 𝜃=0 , 𝜃 ≠ 𝜃𝑖 . (2) Hàm F là một hàm cực tiểu. Quá trình tìm kiếm tối ưu sẽ kết thúc khi tìm được giá trị F nhỏ hơn một giá trị tối thiểu hoặc khi vượt qua số vòng lặp xác định trước. AFo là hệ số mảng tương ứng với phân bổ biên độ cần tìm. Và AFr là hệ số tham chiếu đáp ứng yêu cầu về giảm các mức búp sóng phụ ở các vị trí không bao gồm các điểm không. Trong nghiên cứu này, AFr được chọn là hệ số mảng với phân bổ biên độ theo chuỗi Chebyshev (mức búp phụ được cài đặt là -30 dB). Kết quả tính toán tối ưu từ thuật toán đàn Dơi sử dụng hàm mục tiêu (2) cho phân bổ biên độ đáp ứng yêu cầu đặt dải rộng các điểm không trong khoảng [42o, 66o] được trình bày tại Bảng 1. Hàm AF0 tương ứng phân bổ biên độ này được biểu diễn và so sánh với hàm AFd tại Hình 1. Bảng 1: Phân bổ biên độ cho đặt dải rộng điểm không n ±1 ±2 ±3 ±4 ±5 ±6 a 0,1066 0,2017 0,4730 0,6501 0,9077 1,000 Hình 1. So sánh hàm AFo được tối ưu (broad null) và hàm AFr tham chiếu (Chebyshev) III. THIẾT KẾ MẠNG TIẾP ĐIỆN Trong phần này, cấu trúc mạng tiếp điện song hành chia công suất 12 lối ra theo tỉ lệ tương ứng với phân bổ biên độ được đề xuất theo tính toán tại Mục II. Mạng tiếp điện được đề xuất trên cơ sở phân tích đặc điểm của phân bổ công suất lối ra. Để tính toán các bộ chia công suât là thành phần của mạng tiếp điện, tỉ lệ giữa các biên độ được quy đổi thành tỉ lệ công suất tại các lối ra của mạng tiếp điện như sau: 𝑃𝑖 = 𝑎𝑖 2 ∑ 𝑎𝑛 212 𝑛=1 (3) Bảng 2: Chuyển đổi tỉ lệ biên độ thành tỉ lệ công suất Lối ra 1;12 2; 11 3;10 4;9 5;8 6;7 ai 0,1066 0,2017 0,4730 0,6501 0,9077 1.000 Pi 0,0114 0,0407 0,2238 0,4227 0,8240 1.000 Pi [dB] -26,47 -20,93 -13,52 -10,77 -7,87 -7,03 Bảng 2 cho thấy phân bổ biên độ và công suất ở các lối ra là đối xứng qua trung tâm của mạng tiếp điện. Các lối ra của mạng tiếp điện có thể được chia thành 3 nhóm, mỗi nhóm có 4 lối ra như sau: PN1 = P1 + P2 + P3 + P4 (4) PN2 = P5 + P6 + P7 + P8 (5) PN3 = P9 + P10 + P11 + P12 (6) Trong đó, PN1 = PN3 (7) PN1 : PN2 : PN3 = 1 : ɑ : 1 (8) Giá trị ɑ = 4/3 được tính từ các Pi trong Bảng 2. Trên cơ sở phân nhóm các lối ra như trên, mạng tiếp điện được đề xuất với cấu trúc như sau: Đặt ở trung tâm là một bộ chia 3 công suất đối xứng theo tỉ lệ tại công thức (8). Tại mỗi nhánh của bộ chia 3 công suất, ghép 2 tầng các bộ chia 2 công suất hình T để phân bổ công suất đến 4 lối ra của mạng tiếp điện theo tỉ lệ tại Bảng 2. Cấu trúc tổng thể của mạng tiếp điện được trình bày tại Hình 2. 86 3 Hình 2. Cấu trúc mạng tiếp điện song hành có 12 lối ra được đề xuất a) Thiết kế bộ chia 3 công suất Khi bộ chia công suất có số lối ra là số lẻ, nếu thực hiện bằng phương pháp ghép tầng các bộ chia 2 công suất thì cấu trúc mạng tiếp điện sẽ trở nên phức tạp. Trong trường hợp này, các bộ chia Bagley thường được sử dụng. Ở dạng cơ bản, bộ chia 3 công suất Bagley được mô tả như Hình 3. Đối với trường hợp tổng quát, bộ chia Bagley có thể được thực hiện là một chia công suất có 3 lối ra đối xứng, không cân bằng như đề xuất tại nghiên cứu [12]. Hình 3. Bộ chi 3 công suất Bagley Tuy nhiên, bộ chia 3 công suất tại Hình 3 có nhược điểm là pha của tín hiệu 3 lối ra của là không đồng pha. Để giải quyết nhược điểm đó, nghiên cứu này đề xuất một dạng biến đổi của bộ chia 3 công suất Bagley như Hình 4. Ở mô hình này, đường đi của tín hiệu từ lối vào đến các lối ra là bằng nhau, qua đó cân bằng pha các tín hiệu lối ra. Nhờ tính chất đối xứng của lối ra bộ chia nên sơ đồ mạch tương đương của cấu trúc này có thể được mô tả như tại Hình 5. Hình 4. Đề xuất bộ chia 3 công suất cải tiến của bộ chia Bagley Hình 5. Sơ đồ mạch tương đương của bộ chia 3 công suất Áp dụng định luật Kirchhoff cho phân tích dòng các nút giao của mạch tương đương, trên cơ sở đó tìm được mối quan hệ giữa các trở kháng như sau: 1 𝑍1 = √ 1 2𝑍00 ( 1 𝑍01 − 2 𝑍2 ) (9) 𝑍2 = 2 √𝛼 𝑍02 (10) b) Thiết kế bộ chia 2 công suất hình T: Bộ chia 2 công suất hình T sử dụng trong nghiên cứu này được thiết kế như đề xuất tại Hình 6. Trở kháng tại lối vào và các lối ra được chuẩn hóa là Z0 = 50 Ω. Các trở kháng Zt, Zt1 và Zt2 là trở kháng của đường truyền chuyển tiếp có độ dài ¼ bước sóng. Hình 6. Bộ chia 2 công suất hình T Giả thiết rằng, tỉ lệ chia công suất của bộ chia hình T là β bất kỳ thỏa mãn: β = 𝑃01 𝑃02 (11) Z 2 PN3 Z01 PN1 Z01 PN2 Z02 Pin Z00 Z1 Z2 Z1 Z2 Zt λ/4 Zt1 Zt2 P01 Z0 P02 Z0 λ/4 Z0 = 50 Ω 87 4 và bộ chia là không tổn hao ( tổng (P01 + P02) bằng công suất lối vào). Khi đó, các trở kháng chuyển tiếp Zt, Z1t và Z2t được tính như sau: 𝑍𝑡1 = 𝑍𝑜𝑡 √(1 + 1 𝛽 ) (12) 𝑍𝑡2 = 𝑍𝑜𝑡√(1 + 𝛽) (13) 𝑍𝑜𝑡 = 𝑍𝑡 2 𝑍0 (14) IV. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG Trên cơ sở sử dụng các công thức (9) đến (14), mạng tiếp điện được tính toán và tối ưu. Thiết kế mạng tiếp điện được thực hiện với vật liệu Rogers RT/Duroid RT5780 (hệ số điện môi ԑ = 2.33) có các kích thước là (331.5 x 72 x 1.575 mm), dải tần hoạt động được tính toán ở 5.8 GHz. Cấu trúc mạng tiếp điện có hai mặt, các bộ chia công suất được thiết kề đồng phẳng ở mặt trên của miếng vật liêu, mặt dưới là mặt phẳng đất. Kết quả mô phỏng hệ số phản xạ tại lối vào của mạng tiếp điện (S1,1) được trình bày tại Hình 7. Theo đó, mạng tiếp điện có dải tần hoạt động từ 5.59 GHz đến 6.08 GHz tại giá trị -10 dB của S1,1 (băng thông 490 MHz). Hình 7. Kết quả mô phỏng hệ số phản xạ S1,1 Kết quả mô phỏng phân bổ công suất (biên độ) tại các lối ra của mạng tiếp điện ở tần số 5.8 GHz được tổng hợp và so sánh với giá trị lý thuyết như trình bày tại Bảng 3 và Hình 8. Giá trị biên độ nhận được có sự sai khác rất nhỏ so với tính toán lý thuyết tại Mục II (Bảng 1). Hình 8. Đáp ứng của hàm AF với trọng số biên độ nhận được từ kết quả mô phỏng. Bảng 3: Kết quả mô phỏng phân bổ biên độ (chuẩn hóa) tại 12 lối ra của mạng tiếp điện ai 1;12 2; 11 3;10 4;9 5;8 6;7 Lý thuyết 0,1066 0,2017 0,4730 0,6501 0,9077 1.000 Mô phỏng 0.1096 0.2164 0.4518 0.641 0.8930 1.000 Đáp ứng của hệ số mảng AF với phân bổ biên độ nhận được từ dữ liệu mô phỏng mạng tiếp điện được thể hiện và so sánh với giá trị lý thuyết tại Hình 9. Mặc dù độ xâu của các điểm không có sự sai khác nhỏ, nhưng dãy các điểm không được hình thành rõ rệt và hoàn toàn phù hợp với dãy điểm không được thiết kế theo lý thuyết. Hình 9. Đáp ứng của hàm AF (chuẩn hóa) với phân bổ biên độ theo lý thuyết và theo mô phỏng Kết quả mô phỏng phân bố dòng công suất trên các thành phần của mạng tiếp điện được thể hiện tại Hình 10. Phần lớn công suất được tập trung tại 4 lối ra ở trung tâm mạng tiếp điện. Hình 10. Phân bổ dòng công suất trên mạng tiếp điện V. KẾT LUẬN Trong bài báo này, một mạng tiếp điện song hành được đề xuất trên cơ sở tính toán phân bổ công suất được thực hiện bởi thuật toán đàn Dơi. Dữ liệu mô phỏng với trường hợp yêu cầu đặt dãy các điểm không trong khoảng [42o, 66o] trên giản đồ bức xạ của mảng anten tuyến tính cho thấy, mạng tiếp điện đáp ứng được yêu cầu phân bổ công suất theo lý thuyết. Mạng tiếp điện có băng thông hoạt động rộng 490 MHz ở dải tần 5.8 GHz. Với phương pháp tính toán phân bổ công suất đã được đề xuất, cấu trúc mạng tiếp điện được đề xuất có thể dễ dàng sử dụng cho các yêu cầu khác về điều khiển búp sóng sử dụng kỹ thuật chỉ điều khiển biên độ. Kế hoạch nghiên cứu tiếp theo, mạng tiếp điện sẽ được sử dụng trong thiết kế mảng anten tuyến tính có yêu cầu về điều khiển búp sóng để hạn chế nhiễu có hại, ứng dụng cho các hệ thống vô tuyến hoạt động ở dải tần 5.8 GHz. 88 5 TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] D.G. Fang, “Antenna Theory and Microstrip Antennas”, ISBN- 13: 978-1439807279, publisher: CRC Press, 1st edition, Dec, 2009. [2] T. T. Toan, N. M. Tran , T. V. B. Giang, “A Novel Chebyshev Series Fed Linear Array with High Gain and Low Sidelobe Level for WLAN Outdoor Systems”, The Applied Computational Electromagnetics Society Journal, Vol. 34, No. 8, Aug. 2019. [3] J. Lin, W. Shen and K.Yang, “A Low Side lobe and Wide band Series Fed Linear Dielectric Resonator Antenna Array”, IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, pp 513 – 516, Jun. 2016. [4] W. Shen, J. Lin, K. Yang, "Design of a V-band Low Sidelobe and Wideband Linear DRA Array", 2016 Progress in Electromagnetic Reseach Symposium, pp. 477-480, 2016. [5] W. Wei, X. Wang, "A 77 GHz Series Fed Weighted Antenna Arrays with Suppressed Sidelobes in E- and H -Plane, “Progress In Electromagnetics Research Letters”, Vol. 72, 23-28, 2018. [6] S. Koziel and S.Ogurtsov, “Surrogate-Assisted Desing of Low- Sidelobe Microstrip Linear Arrays with Corporate Feeds”, 2018 IEEE MTT-S International Conference on Numerical Electromagnetic and Multiphysics Modeling and Optimization (NEMO), 2018. [7] T.T. Toan, N.M. Tran, T.V.B. Giang, “A Feeding Network with Chebyshev Distribution for Designing Low Sidelobe Level Antenna Array”, VNU Journal of Science: Comp. Science & Com. Eng., pp. 16-21, Vol. 33, No. 1, 2017. [8] O. S. Ginting, Chairunnisa, A. Muni, “Side Lobe Level Suppression for L-Band Array Antenna Using Binomial Power Distribution”, The 3rd International Conference on Wireless and Telematics 2017 Indonesia, pp. 8-10, July 2017. [9] Z. Saif, I. Shahid, M. S. Arif, “Implementation of 1×48 stripline feed network for 30 dB first sidelobe level using Taylor aperture distribution”, 2017 14th International Bhurban Conference on Applied Sciences and Technology (IBCAST), pp. 754-757, March 2017. [10] L. X. Truong, T. V. B. Giang, T. M. Tuan, “A new Feeding Network Design based on Bat Algorithm for Pattern-Nulling of a Linear Antenna Array ”, The National Conference on Electronics, Communications and Information Technology, pp. 184-187, Hanoi, Dec 2018. [11] T. V. Luyen, T. V. B. Giang, “Null-Steering Beam former Using Bat Algorithm”, The Applied Computational Electromagnetics Society Journal, Vol. 33, No. 1, pp 23-29, Jan. 2018. [12] O. Abu-Alnadi, N. Dib, K. Al-Shamaileh, and A. Sheta, “Design and Analysis of Unequal Split Bagley Power Dividers”, International Journal of Electronics, 2013. 89