Luận án Giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha cho máy thu định vị vệ tinh

Mã số : 9520203 LUẬN ÁN TIẾN SĨ KỸ THUẬT NGƯỜI HƯỚNG DẪN KHOA HỌC: 1. PGS.TS Nguyễn Huy Hoàng 2. TS Hoàng Thế Khanh Hà Nội – 2020 i LỜI CAM ĐOAN Tôi xin cam đoan đây là công trình nghiên cứu của riêng tôi. Các nội dung, số liệu và kết quả trình bày trong luận án là hoàn toàn trung thực và chưa được công bố trong bất kỳ công trình nào trước đây. Các dữ liệu tham khảo đều đã được trích đầy đủ theo đúng quy định. Hà Nội, ngày 16 tháng 3 năm 2020 TÁC GIẢ LUẬN ÁN Ngô Xuân Mai ii LỜI CẢM ƠN Luận án được thực hiện tại Viện Khoa học và Công nghệ quân sự - Bộ Quốc Phòng. Tôi xin bày tỏ lòng biết ơn sâu sắc tới PGS.TS Nguyễn Huy Hoàng và TS Hoàng Thế Khanh, các thầy đã trực tiếp hướng dẫn, tận tình giúp đỡ, trang bị phương pháp nghiên cứu, kiến thức khoa học và tạo điều kiện tốt nhất để tôi có thể hoàn thành được luận án này. Tôi xin chân thành cảm ơn các thầy, cô, các Nhà khoa học, đồng nghiệp và bạn bè thuộc Học viện Kỹ thuật quân sự, Viện Khoa học và Công nghệ quân sự, Đại học Bách khoa Hà Nội, Học viện Công nghệ bưu chính viễn thông, Đại học Quốc gia Hà Nội đã cho tôi những ý kiến đóng góp quý báu. Tôi xin trân trọng cảm ơn Viện Khoa học và Công nghệ quân sự/BQP, Phòng Đào tạo, Viện Điện tử là cơ sở đào tạo và đơn vị quản lý, Thủ trưởng Binh chủng Thông tin liên lạc/BQP, Thủ trưởng Trung tâm kỹ thuật thông tin Công nghệ cao là nơi công tác đã tạo mọi điều kiện thuận lợi, hỗ trợ và giúp đỡ tôi trong suốt quá trình học tập. Cuối cùng, tôi xin dành lời cảm ơn đặc biệt đến gia đình, bạn bè, các đồng nghiệp đã luôn đồng hành, động viên, chia sẻ và giúp đỡ tôi vượt qua mọi khó khăn để hoàn thành luận án. Tác giả iii MỤC LỤC Trang DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CÁC CHỮ VIẾT TẮT ............................. VI DANH MỤC CÁC BẢNG.......................................................................... IX DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ ..................................................... X MỞ ĐẦU ..................................................................................................... 1 CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG GNSS VÀ CÁC GIẢI PHÁP CHỐNG NHIỄU CHO MÁY THU ĐỊNH VỊ VỆ TINH .......... 7 CHƯƠNG 2: NGHIÊN CỨU, ĐÁNH GIÁ HIỆU QUẢ CHỐNG NHIỄU CỦA TIÊU CHUẨN TỐI ƯU MPE ĐỐI VỚI MÁY THU GNSS......... 35 iv v CHƯƠNG 3: GIẢI PHÁP SỬA LỖI BẤT ĐỒNG NHẤT GIỮA CÁC KÊNH TRÊN ANTEN MẠNG PHA CHO MÁY THU ĐỊNH VỊ VỆ TINH .. 82 KẾT LUẬN ............................................................................................... 110 DANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH KHOA HỌC ĐÃ CÔNG BỐ ............ 112 TÀI LIỆU THAM KHẢO ........................................................................... 113 vi DANH MỤC CÁC KÝ HIỆU, CÁC CHỮ VIẾT TẮT A Véc-tơ mạng của anten mạng pha c Tốc độ truyền sóng trong khí quyển, [m/s] ijd Khoảng cách giữa các phần tử anten, [m] ( )d t Tín hiệu tham chiếu D Đặc trưng hướng của anten mạng pha AD Khẩu độ của anten iD Khoảng cách từ máy thu đến vệ tinh thứ i E     Kỳ vọng toán học ( , )F   Hàm đặc trưng hướng anten 0f Tần số bộ dao động tham chiếu hệ thống GPS, f0=10.23 [MHz] T Mức độ chống nhiễu của anten mạng pha J Hàm đích của các tiêu chuẩn thích nghi L1 Kênh sóng L1 của hệ thống GPS, L1=1575.42 [MHz] L2 Kênh sóng L2 của hệ thống GPS, L2=1227.60 [MHz] L3 Kênh sóng L3 của hệ thống GPS, L3=1381.05 [MHz] (sử dụng cho phát hiện hạt nhân NUDET) L4 Kênh sóng L4 của hệ thống GPS, L4=1379.913 [MHz] L5 Kênh sóng L5 của hệ thống GPS, L=1176.45 [MHz] (sử dụng cho dịch vụ định vị trong ngành hàng không) ( )n t Tập âm AR Ma trận tương quan của tín hiệu tham chiếu 1R Ma trận tương quan đầu vào ( )s t Tín hiệu có ích W Véc-tơ trọng số , ,i i iX Y Z Tọa độ của vệ tinh thứ i . , ,m m mX Y Z Tọa độ máy thu ( )y t Tín hiệu ra của anten mạng pha vii  Độ dài bước sóng, [m]  Tham số hội tụ thuật toán không gian thời gian 2( )t Sai số trung bình bình phương  T Ma trận chuyển vị   Liên hợp phức  H Chuyển vị liên hợp phức 2 Phương sai  Gradient của một hàm AGD Trễ nhóm trung bình AGDV Độ lệch pha trung tâm trung bình APCO Sự biến thiên pha trung tâm trung bình ARNS Dịch vụ điều hướng vô tuyến hàng không (Aviation Radio navigation service) ARS Tìm kiếm ngẫu nhiên nhanh (Accelerated Random Search) Beidou Hệ thống định vị vệ tinh của Trung Quốc. BĐN Bất đồng nhất CDMA Đa truy cập phân chia theo mã (Code Division Multiple Access) CNC Công nghệ cao C/A Mã C/A (Coarse/Acquisite-code) DFT Biến đổi Fourier rời rạc (Discrete Fourier Transform) DARS Tìm kiếm ngẫu nhiên nhanh có định hướng (Directed Accelerated Random Search) ĐN Đồng nhất FDMA Đa truy cập phân chia theo tần số (Frequency Division Multiple Access) GNSS Hệ thống vệ tinh dẫn đường toàn cầu (Global Navigation Satellite System) GPS Hệ thống định vị toàn cầu (Global Positioning System) viii GALILEO Hệ thống định vị vệ tinh của liên minh Châu Âu. GD Độ trễ nhóm (Group Delay) GLONASS Hệ thống vệ tinh định vị toàn cầu của Liên bang Nga (ГЛОбальная НАвигационная Спутниковая Система – ГЛОНАСС) ITU Liên minh viễn thông quốc tế (International Telecommunication Union) IDFT Biến đổi Fourier rời rạc ngược (Inverse Discrete Fourier Transform) INS Hệ thống dẫn đường quán tính (Inertial Navigation System) LRS Tìm kiếm ngẫu nhiên tuyến tính (Linear Random Search) LMS Bình phương trung bình nhỏ nhất (Least mean squares) ML Hợp lẽ cực đại (Maximum likelihood) МMSE Sai số trung bình bình phương cực tiểu. (Minimum mean square errors) MSE Sai số trung bình bình phương (Mean square errors) MPE Tối thiểu hóa công suất MPE (Minimum power eigencanceler) PVT Vị trí/vận tốc/thời gian (Position/Velocity/Time) QZSS Hệ thống vệ tinh định vị của Nhật bản (Quasi-Zenith Satellite System) RLS Đệ qui bình phương nhỏ nhất (Recursive least squares) RNSS Dịch vụ vệ tinh định vị vô tuyến (Radio navigation satellite service) SAP Xử lý thích nghi không gian (Space adaptive processing) SBAS Hệ thống vệ tinh tăng cường (Satellite-based augmentation systems) S/N (J/S) Tỉ số tín hiệu/tạp âm (Signal/noise) SINR Tỉ số tín hiệu/(nhiễu + tạp) (Signal Interference Noise Ratio) STAP Xử lý thích nghi không gian – thời gian (Space-time adaptive processing). SVD Phân hoạch giá trị riêng, véc-tơ riêng (Singular Value Decomposition) UAV Máy bay không người lái (Unmanned Aerial Vehicle) ix DANH MỤC CÁC BẢNG Trang Bảng 1.1. Chỉ tiêu về chất lượng chống nhiễu .......................................... 22 Bảng 2.1. Bảng các tham số mô phỏng .................................................... 58 Bảng 2.2. Đánh giá chất lượng chống nhiễu máy thu khi kênh đồng nhất ...... 59 Bảng 2.3. Bảng so sánh kết quả mô phỏng khi BĐN về pha ................... 74 Bảng 2.4. Bảng so sánh kết quả mô phỏng khi BĐN về biên độ .............. 75 Bảng 2.5. So sánh vùng không làm việc của máy thu định vị vệ tinh. .... 78 Bảng 3.1. Các đặc tính chống nhiễu của anten mạng pha 9 phần tử ........ 97 Bảng 3.2. So sánh vùng không làm việc của máy thu định vị vệ tinh. .... 108 x DANH MỤC CÁC HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ Trang Hình 1.1. Mô hình các thành phần của hệ thống GNSS ........................... 8 Hình 1.2. Sơ đồ khối bộ phát tín hiệu GPS trên băng tần L1 và L2 ......... 9 Hình 1.3. Cấu trúc bộ tạo mã từ các thanh ghi dịch trong hệ thống GPS ......... 10 Hình 1.4. Cấu trúc thanh ghi tạo mã trong hệ thống GLONASS ............. 11 Hình 1.5. Các dạng nhiễu trong hệ thống GNSS ...................................... 12 Hình 1.6. Giản đồ hướng anten mạng pha thích nghi ............................... 15 Hình 1.7. Cấu trúc máy thu GNSS xử lý trước tương quan ...................... 16 Hình 1.8. Nguyên tắc định vị vệ tinh ........................................................ 17 Hình 1.9. Hệ thống xử lý không gian hai kênh ......................................... 18 Hình 1.10. Cấu trúc bộ tự bù trừ hai kênh ................................................ 19 Hình 1.11. Mô hình của bộ sửa lỗi không đồng nhất[45] ......................... 19 Hình 1.12. Cấu trúc của bộ bù trừ nhiễu với sự hiệu chỉnh một tham số . 20 Hình 1.13. Cấu trúc bộ lọc không gian - thời gian .................................... 27 Hình 2.1. Sự hình thành mặt phẳng tín hiệu có ích [45] ........................... 36 Hình 2.2. Cấu trúc anten mạng pha tam giác ............................................ 40 Hình 2.3. Xác định hiệu đường truyền giữa tia ......................................... 41 Hình 2.4. Mô hình quá trình thêm độ trễ truyền sử dụng cặp biến đổi Fourier [45] .. 43 Hình 2.5. Cấu trúc anten mạng pha 9 phần tử........................................... 47 Hình 2.6. Cấu trúc anten mạng pha 4 phần tử........................................... 47 Hình 2.7. Cấu trúc anten mạng pha 7 phần tử........................................... 47 Hình 2.8. Mô hình tạo độ trễ nhóm [7] ..................................................... 48 Hình 2.9. Dạng tín hiệu của GD ................................................................ 49 Hình 2.10. Mô hình kênh thu trên anten mạng pha khi bất đồng nhất [45] .... 51 Hình 2.11. So sánh hệ số nén công suất nhiễu với / 2d  .................. 60 Hình 2.12. So sánh tỷ số SINR đầu ra với / 2d  ............................... 60 Hình 2.13. So sánh hệ số nén công suất nhiễu với 2 / 3.56d  ........... 60 Hình 2.14. So sánh tỷ số SINR đầu ra với 2 / 3.56d  ....................... 60 Hình 2.15. Bề mặt tỷ số SINR đầu ra anten 3 phần tử - 1 nhiễu .............. 61 Hình 2.16. Vùng không làm việc ở hệ số bảo vệ máy thu là -30dB và -40dB – 1 nhiễu . 61 xi Hình 2.17. Bề mặt tỷ số SINR đầu ra anten 3 phần tử - 2 nhiễu .............. 62 Hình 2.18. Vùng không làm việc ở hệ số bảo vệ máy thu là -30dB và -40dB – 2 nhiễu . 62 Hình 2.19. Sự phụ thuộc của vùng không làm việc vào hệ số bảo vệ ...... 63 Hình 2.20. Bề mặt tỷ số SINR đầu ra anten 9 phần tử - 1 nhiễu .............. 64 Hình 2.21. Vùng không làm việc ở hệ số bảo vệ máy thu là -30dB và -40dB – 1 nhiễu . 64 Hình 2.22. Bề mặt tỷ số SINR đầu ra anten 9 phần tử - 2 nhiễu .............. 64 Hình 2.23. Vùng không làm việc ở hệ số bảo vệ máy thu là -30dB và -40dB – 2 nhiễu . 65 Hình 2.24. Bề mặt tỷ số SINR đầu ra anten 9 phần tử - 6 nhiễu .............. 65 Hình 2.25. Vùng không làm việc ở hệ số bảo vệ máy thu là -30dB và -40dB – 6 nhiễu . 66 Hình 2.26. Bề mặt tỷ số SINR đầu ra anten 9 phần tử - 8 nhiễu ............. 66 Hình 2.27. Vùng không làm việc ở hệ số bảo vệ máy thu là -30dB và -40dB – 8 nhiễu . 66 Hình 2.28. Sự phụ thuộc của vùng không làm việc vào hệ số bảo vệ ...... 67 Hình 2.29. Vùng không làm việc ở hệ số bảo vệ máy thu là -30dB – 8 nhiễu .. 68 Hình 2.30. Sự phụ thuộc của vùng không làm việc vào hệ số bảo vệ ...... 68 Hình 2.31. Sự phụ thuộc của vùng không làm việc vào hệ số bảo vệ khi thay đổi công suất tín hiệu vào ................................................................... 69 Hình 2.32. Vùng không làm việc của máy thu khi thay đổi số phần tử anten ...... 70 Hình 2.33. So sánh vùng không làm việc của máy thu khi số phần tử anten là 3 và 9 70 Hình 2.34. So sánh hệ số nén nhiễu khi BĐN về pha ............................... 73 Hình 2.35. So sánh tỷ số SINR khi BĐN về pha ..................................... 73 Hình 2.36. So sánh hệ số nén nhiễu khi BĐN biên độ 0.1 ....................... 74 Hình 2.37. Tỷ số SINR đầu ra khi BĐN biên độ 0.1 ................................ 74 Hình 2.38. So sánh hệ số nén nhiễu khi BĐN biên độ 0.5 ....................... 75 Hình 2.39. Tỷ số SINR đầu ra khi BĐN biên độ 0.5 ................................ 75 Hình 2.40. Bề mặt tỷ số SINR trên đầu ra anten 9 phần tử có BĐN ........ 76 Hình 2.41. So sánh vùng làm việc máy thu GNSS khi BĐN về pha ........ 76 Hình 2.42. So sánh vùng làm việc máy thu GNSS – có méo biên độ ...... 77 Hình 2.43. So sánh vùng không làm việc máy thu khi kênh ĐN và BĐN 78 Hình 2.44. Giản đồ hướng anten theo số bước thích nghi thuật toán MPE 79 Hình 3.1. Cấu trúc bộ sửa lỗi kênh BĐN hai giai đoạn MPE ................... 83 Hình 3.2. Lưu đồ thuật toán sửa lỗi kênh hai giai đoạn MPE trên cơ sở tự hiệu chỉnh 90 Hình 3.3. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 1 ............................ 91 xii Hình 3.4. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 2 ............................ 92 Hình 3.5. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 3 ............................ 93 Hình 3.6. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 4 ............................ 94 Hình 3.7. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 5 ............................ 95 Hình 3.8. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 6 ............................ 96 Hình 3.9. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 7 ............................ 96 Hình 3.10. Cấu trúc bộ sửa lỗi kênh không đồng nhất MPE trên cơ sở tự bù trừ ....... 100 Hình 3.11. Lưu đồ thuật toán sửa lỗi kênh trên cơ sở tự bù trừ ................ 102 Hình 3.12. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 1 .......................... 104 Hình 3.13. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 2 .......................... 105 Hình 3.14. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 3 .......................... 106 Hình 3.15. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 4 .......................... 106 Hình 3.16. Vùng không làm việc của máy thu khi kênh có sửa lỗi .......... 107 1 MỞ ĐẦU 1. Tính cấp thiết của đề tài luận án Trong những năm gần đây, máy thu định vị vệ tinh đã trở thành một thành phần cốt yếu trong rất nhiều ứng dụng, đóng vai trò quan trọng trong hầu hết các lĩnh vực đời sống xã hội, cả dân dụng, công nghiệp và an ninh quốc phòng. Trong quân đội ta hiện nay, máy thu GNSS được ứng dụng rất nhiều trong các trang thiết bị, khí tài quân sự. Đặc biệt là các trang thiết bị, khí tài công nghệ cao (CNC) như: Máy bay không người lái (UAV); UAV trinh sát/gây nhiễu; UAV mang bom và tên lửa đối đất; UAV cảm tử; tên lửa hành trình bắn từ cự ly xa; tầu chiến; tầu ngầm; các ứng dụng trong ngành hàng hải; các phép đo với độ chính xác cao và các ứng dụng liên quan đến xác định thời gian và vị trí. Tuy nhiên, tín hiệu có ích được phát từ các vệ tinh ở quỹ đạo tầm trung (cách trái đất khoảng 20.000km) [4] được lan truyền qua không gian đến đầu vào máy thu bị suy giảm rất lớn (khoảng 1.024 lần tương đương 26dB) [5] bởi rất nhiều yếu tố khách quan (thời tiết khắc nghiệt, bị che chắn bởi vật cản, nhiễu tần số vô tuyến) cũng như chủ quan (can nhiễu, nhiễu giả lập tín hiệu, các nguồn gây nhiễu do đối phương tạo ra trong tác chiến điện tử) [6] dẫn đến chất lượng tín hiệu của máy thu GNSS không được đảm bảo. Do vậy, việc nghiên cứu nâng cao chất lượng tín hiệu máy thu GNSS để đảm bảo cho khả năng định vị và dẫn đường được chính xác là một nhu cầu cấp thiết đã, đang và tiếp tục thu hút được sự quan tâm của nhiều nhà khoa học trong và ngoài nước. Đã có rất nhiều công trình khoa học đề xuất các thuật toán xử lý tín hiệu được thực hiện trên cả phần cứng cũng như trên phần mềm [5]. Tuy nhiên, các dạng nhiễu ảnh hưởng máy thu định vị vệ tinh chủ yếu là nhiễu dải rộng [28], giải pháp duy nhất để có thể chống được các dạng nhiễu dải rộng hiện nay là dùng anten mạng pha [29]. Anten mạng pha được cho là một giải pháp chống nhiễu phổ biến trong các máy thu định vị vệ tinh hiện nay bởi những ưu điểm của nó là có khả năng điều 2 chỉnh được giản đồ hướng và cải thiện chất lượng tỷ số SINR của tín hiệu thu được. Việc xử lý tín hiệu định vị và dẫn đường bằng vệ tinh trên anten mạng pha mặc dù mang lại rất nhiều lợi ích nhưng nó cũng làm phát sinh một số vấn đề kỹ thuật cần phải giải quyết. Một trong các vấn đề đó là tính không đồng nhất (về pha, biên độ hoặc cả pha và biên độ) giữa các kênh của anten mạng pha, sự bất đồng nhất này thường được biểu diễn thông qua độ trễ nhóm (Group Delay) [7] (Độ trễ nhóm được định nghĩa là đạo hàm âm hoặc độ dốc của đáp ứng pha so với tần số). Nó là thước đo độ trễ tương đối ở các tần số khác nhau từ đầu vào đến đầu ra trong một hệ thống. Đây là vấn đề không thể tránh khỏi bởi thực tế không thể chế tạo được các kênh thu lý tưởng hoặc hoàn toàn đồng nhất với nhau. Các công trình nghiên cứu [5], [7-10] mới được công bố gần đây chủ yếu mới chỉ đánh giá sự khác biệt giữa pha sóng mang trung tâm và độ trễ nhóm trung tâm, đánh giá pha trung tâm và trễ nhóm trung bình (AGD) cũng như sự biến thiên trễ nhóm trung bình (AGDV) dựa trên độ lệch pha trung tâm trung bình (APCO) và sự biến thiên pha trung tâm trung bình. Các công trình nghiên cứu trên vẫn chưa đề cập đến việc khắc phục sự ảnh hưởng của tính bất đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha tới chất lượng máy thu, đặc biệt là khi thu tín hiệu trong điều kiện có sự tác động của nhiễu dải rộng. Trong công trình [45] đã đề xuất hai giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha trên cơ sở tự bù trừ và hiệu chỉnh hai giai đoạn với tiêu chuẩn MMSE. Tuy nhiên công trình trên vẫn còn một số hạn chế đó là: mặc dù có chất lượng chống nhiễu khá tốt nhưng độ phức tạp tính toán lớn vì vậy đòi hỏi về các thiết bị tính toán trên khoang tăng lên. Điều này khiến thuật toán khó áp dụng cho các thiết bị bay có kích thước nhỏ, tốc độ cao (ví dụ: UAV, tên lửa hành trình, đạn pháo có định vị và dẫn đường GPS). Công trình trên cũng chưa khảo sát sự ảnh hưởng của số lượng phần tử anten thu đến các đặc trưng chống nhiễu và chưa tính toán vùng không làm việc của máy thu GNSS khi kênh bất đồng nhất. 3 Xuất phát từ những lý do trên, NCS đề xuất sử dụng tiêu chuẩn MPE [32] theo phương pháp phân hoạch SVD thay cho tiêu chuẩn MMSE được sử dụng ở [45] để giải quyết bài toán sửa lỗi bất đồng nhất trên kênh anten mảng pha nhằm giảm độ phức tạp của thuật toán và tăng tốc độ hội tụ của thuật toán. Nhờ giảm độ phức tạp khi thực hiện thuật toán nên nghiên cứu sinh đã đề xuất tăng số phần tử anten mạng pha lên 9 phần tử nhằm tăng khả năng chống nhiễu dải rộng cho máy thu định vị vệ tinh mà yêu cầu đối với hệ thống tính toán trên khoang vẫn giữ nguyên. 2. Mục tiêu nghiên cứu Nghiên cứu đề xuất giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha trên cơ sở tự bù trừ và hiệu chỉnh hai giai đoạn sử dụng tiêu chuẩn tối ưu MPE [32] thay thế cho tiêu chuẩn MMSE đã được đề xuất trong [45] nhằm khắc phục tính không đồng nhất giữa các kênh thu, cải thiện chất lượng tỷ số tín hiệu trên tạp âm (SINR), nâng cao độ tin cậy cho máy thu định vị vệ tinh. 3. Đối tượng, phạm vi nghiên cứu Từ những phân tích ở trên, nghiên cứu sinh xác định đối tượng và phạm vi nghiên cứu của luận án đó là: Máy thu định vị vệ tinh GNSS; anten mạng pha 3, 4, 7 và 9 phần tử. Trong khuôn khổ luận án, NCS tập trung nghiên cứu giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh thu trên anten mạng pha 3 và 9 phần tử. 4. Nội dung nghiên cứu - Nghiên cứu mô hình tín hiệu, nhiễu của hệ thống GNSS và mô hình kênh thu của anten mạng pha 3 và 9 phần tử. Biểu diễn tín hiệu, nhiễu vệ tinh của máy thu định vị vệ tinh trên các phần tử của anten mạng pha 3 và 9 phần tử dưới tác động của các loại nhiễu dải rộng và dải hẹp. - Xây dựng mô hình toán học các kênh thu đồng nhất và không đồng nhất cho anten mạng pha 3 và 9 phần tử. 4 - Mô phỏng quá trình xử lý tín hiệu trên anten mạng pha 3 và 9 phần tử trong trường hợp kênh đồng nhất và không đồng nhất nhằm đánh giá sự ảnh hưởng của tính không đồng nhất tới chất lượng chống nhiễu trong quá trình xử lý tín hiệu. - Nghiên cứu vùng không làm việc và sự phụ thuộc của vùng không làm việc vào độ nhạy của máy thu đối với anten mạng pha 3 phần tử và 9 phần tử với khoảng cách giữa các phần tử là 2 / 3.56d  và / 2d  khi kênh đồng nhất và không đồng nhất. - Đề xuất áp dụng tiêu chuẩn tối ưu MPE thay thế tiêu chuẩn MMSE cho các giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha dựa trên thuật toán sửa lỗi hai giai đoạn trên cơ sở tự bù trừ và thuật toán tự động hiệu chỉnh cho máy thu định vị vệ tinh GNSS. - Thực hiện kiểm nghiệm trên máy tính bằng phương pháp mô phỏng sử dụng phần mềm Matlab, đánh giá các kết quả nghiên cứu và các đề xuất mới của luận án so sánh với các kết quả trước đó, từ đó đưa ra một số các khuyến nghị với mô hình hệ thống GNSS. 5. Phương pháp nghiên cứu Để giải quyết các nội dung đã nêu ở trên, NCS tiến hành nghiên cứu lý thuyết về xác suất và thống kê toán học đối với kỹ thuật vô tuyến, lý thuyết về xử lý số tín hiệu, đại số tuyến tính. Dựa trên các lý thuyết cơ bản, NCS xây dựng mô hình toán học của quá trình xử lý tín hiệu GNSS trên anten mạng pha, từ đó đề xuất các giải pháp sửa lỗi kênh không đồng nhất giữa các kênh thu trên anten mạng pha. Để kiểm chứng và đưa ra kết quả trực quan của phương pháp đề xuất, NCS tiến hành tính toán bằng phần mềm Matlab và được hiển thị dưới dạng biểu đồ với các thông số hệ thống khác nhau. 6. Ý nghĩa khoa học và thực tiễn - Ý nghĩa khoa học: Các kết quả nghiên cứu của luận án có tính mới, tính khoa học, đóng góp thêm cơ sở cho việc tính toán, xây dựng, thiết kế hệ thống định vị vệ tinh trên khoang. Các giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các 5 kênh thu trên anten mạng pha được đề xuất có tính khả thi, là cơ sở ban đầu cho việc nghiên cứu phát triển các hệ thống định vị vệ tinh, đặc biệt là các hệ thống định vi vệ tinh trên khoang như UAV, tên lửa hành trình, thiết bị bay ở Việt Nam. - Ý nghĩa thực tiễn: Giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha kết hợp với các phương pháp xử lý không gian - thời gian tín hiệu nhằm mục đích chống nhiễu, đảm bảo độ chính xác và độ tin cậy cho việc thu tín hiệu định vị bằng vệ tinh trên các trang thiết bị, khí tài công nghệ cao (CNC) có sử dụng hệ thống định vị và dẫn đường vệ tinh như: UAV, tên lửa hành trình... Vì vậy, luận án: “Giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha cho máy thu định vị vệ tinh” có ý nghĩa thực tiễn cao. 7. Bố cục của luận án Ngoài phần mở đầu, kết luận, danh mục các công trình đã công bố của tác giả, tài liệu tham khảo, nội dung của luận án gồm ba chương: Chương 1: Tổng quan hệ thống GNSS và các giải pháp chống nhiễu cho máy thu định vi vệ tinh Nghiên cứu tổng quan về hệ thống định vị và dẫn đường toàn cầu bằng vệ tinh GNSS, các dạng nhiễu, tín hiệu trong hệ thống và các phương pháp xử lý không gian thời gian cho tín hiệu hệ thống GNSS nhằm nâng cao tính chống nhiễu, đảm bảo độ tin cậy cho các thiết bị đầu cuối. Biểu diễn toán học các phương pháp chống nhiễu dựa trên xử lý số không gian thời gian tín hiệu, các thuật toán chống nhiễu hiệu quả trong hệ thống định vị và dẫn đường vô tuyến bằng vệ tinh trên cơ sở xử lý không gian tín hiệu. Tổng quan tình hình nghiên cứu trong và ngoài nước về vấn đề nghiên cứu có liên quan. Chương 2: Nghiên cứu, đánh giá hiệu quả chống nhiễu của tiêu chuẩn tối ưu MPE đối với máy thu GNSS Chương 2 trình bày về mô hình tín hiệu, nhiễu và kênh thu của anten mạng pha, biểu diễn nhiễu và tín hiệu vệ tinh GNSS trên các phần tử của anten 6 mạng pha 3 và 9 phần tử. Mô phỏng quá trình chống nhiễu dải rộng, nhiễu dải hẹp đối với anten mạng pha 3 phần tử, 9 phần tử khi áp dụng các thuật toán không gian - thời gian tín hiệu theo tiêu chuẩn MPE và MMSE. Nghiên cứu vùng không làm việc và sự phụ thuộc của vùng không làm việc vào độ nhạy của máy thu với anten mạng pha (Nội dung này được công bố trên bài báo số 2 và 3). Qua đó làm cơ sở để đánh giá và đề xuất giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha cho các máy thu GNSS. Chương 3: Giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha cho máy thu định vị vệ tinh Chương 3 NCS đề xuất hai giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha cho máy thu định vị vệ tinh đó là: Giải pháp sửa lỗi không đồng nhất hai giai MPE đoạn trên cơ sở tự hiệu chỉnh và giải pháp sửa lỗi kênh không đồng nhất MPE trên cơ sở tự bù trừ, đồng thời thực nghiệm mô phỏng, thống kê và đánh giá các kết quả nghiên cứu (Các nội dung này được công bố trong bài báo số 5). 7 CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG GNSS VÀ CÁC GIẢI PHÁP CHỐNG NHIỄU CHO MÁY THU ĐỊNH VỊ VỆ TINH Chương này trình bày tổng quan về hệ thống GNSS, các giải pháp chống nhiễu cho máy thu định vị vệ tinh. Cụ thể, phân tích cấu trúc hệ thống định vị và dẫn đường vệ tinh GNSS, cấu trúc tín hiệu và các loại nhiễu trong các hệ thống GNSS, các giải pháp chống nhiễu hiệu quả cũng như các giải pháp hiện có để giải quyết vấn đề sửa lỗi không đồng nhất bằng phương pháp xử lý không gian - thời gian nhằm nâng cao khả năng chống nhiễu cho máy thu định vị vệ tinh. Trong Chương này cũng đưa ra các chỉ tiêu đánh gia chất lượng chống nhiễu của máy thu, các tiêu chuẩn thích nghi phổ biến dựa trên xử lý số không gian thời gian tín hiệu làm cơ sở cho việc nghiên cứu các nội dung trong các chương tiếp theo của luận án. Hệ thống định vị và dẫn đường vệ tinh GNSS, các dạng nhiễu, tín hiệu trong hệ thống Cấu trúc hệ thống định vị và dẫn đường toàn cầu bằng vệ tinh Hệ thống định vị và dẫn đường vệ tinh toàn cầu (GNSS) là thuật ngữ được sử dụng để mô tả các hệ thống định vị bằng vệ tinh hiện có. Bao gồm GPS (Mỹ), GLONASS (Nga), Bắc Đẩu (BeiDou - Trung Quốc) và GALILEO (Liên minh Châu Âu). Hiện nay, tổng số vệ tinh của các hệ thống GNSS có 154 vệ tinh (36 GPS, 27 GLONASS, 30 Galileo, 35 BeiDou, 19 SBAS và 7 QZSS) [8]. Đến năm 2020, GNSS dự kiến có hơn 160 vệ tinh phát triển chủ yếu là các vệ tinh toàn cầu của GALILEO và Bắc Đẩu. Hệ thống GNSS có cấu trúc như Hình 1.1 gồm ba phần [4]: phần không gian là các vệ tinh định vị; phần điều khiển là các trạm mặt đất (trạm dữ liệu, trạm điều khiển, trạm gốc); phần người dùng là các máy thu định vị vệ tinh hoặc các thiết bị có sử dụng chức năng định vị và dẫn đường GNSS. Phần không gian đóng vai trò trạm trung gian, chuyển tiếp tín hiệu giữa phần điều 8 khiển và phần người dùng thông qua đường lên (Uplink) và đường xuống (Downlink). Đường lên là đường truyền tín hiệu từ các trạm mặt đất lên vệ tinh, đường xuống là đường truyền tín hiệu từ các vệ tinh đến các trạm mặt đất hoặc các thiết bị đầu cuối. Phần không gian Phần điều khiển Phần người dùng Đường lên (Uplink) Đường xuống (Downlink) Trạm gốcTrạm điều khiển Trạm dữ liệu Hình 1.1. Mô hình các thành phần của hệ thống GNSS Cấu trúc tín hiệu hệ thống GNSS Hiện nay, hai hệ thống định vị và dẫn đường bằng vệ tinh được sử dụng rộng rãi nhất đó là: hệ thống GLONASS của Nga và hệ thống GPS của Mỹ. Trong phạm vi của luận án NCS tập trung vào việc nghiên cứu các giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha cho máy thu định vị vệ tinh của hai hệ thống trên. Do vậy, phần này NCS chỉ tập trung vào nghiên cứu cấu trúc tín hiệu của hệ thống GLONASS và hệ thống GPS. 9 1.1.2.1. Cấu trúc tín hiệu GPS Hệ thống GPS (NAVSTAR GPS - Navigation Satellite Timing and Ranging Global Positioning System) là một hệ thống định vị và dẫn đường vô tuyến đầu tiên có khả năng xác định vị trí với độ chính xác khá cao được phát triển bởi Bộ Quốc phòng Hoa Kỳ trong khoảng cuối những 1970 và đầu những năm 1980, bao gồm 24 vệ tinh, chính thức hoàn thành vào ngày 8/12/1993 [4]. Bộ tạo dao động tham chiếu Đồng bộ tần số Máy phát tạo xung đồng bộ Bộ phát mã P(Y) Bộ phát mã C/A Thanh ghi dữ liệu Dữ liệu dẫn đường Chuyển mạch -6dB -3dB 900 A B C Băng L1 Băng L2 A B C 120 f0 154 f0 f0 f0 /(1023 x200) f0 /10 f0 Hình 1.2. Sơ đồ khối bộ phát tín hiệu GPS trên băng tần L1 và L2 Như trên Hình 1.2 cho thấy, chuỗi giả ngẫu nhiên (PRN) thứ nhất được biết dưới cái tên là mã C/A (Coarse/Acquisite-code), bao gồm một chuỗi các chữ số “+1” và “-1” được phát đi ở tần số f0/10 [4]. Chuỗi giả ngẫu nhiên (PRN) thứ hai, được biết dưới cái tên là mã P (Precise - code), bao gồm một chuỗi các chữ số “+1” và “-1” khác, được phát đi ở tần số f0 [ 4]. Mã Y (Y-code) là mã 10 PRN tương tự như mã P, có thể dùng thay cho mã P. Tuy nhiên phương trình tạo ra mã P thì được công bố rộng rãi và không giữ bí mật, trong khi phương trình tạo ra mã Y thì giữ bí mật. Vì vậy, nếu mã Y được sử dụng thì những người sử dụng GPS không có giấy phép như những người không thuộc quân đội Mỹ và đồng minh của họ thì sẽ không thu được mã P (hoặc mã Y). Trong sơ đồ Hình 1.3 là cấu trúc bộ tạo mã từ các thanh ghi dịch trong hệ thống GPS, ký hiệu  là phép cộng modun 2. Các chữ số của thanh ghi dịch phía trên tham gia vào việc hình thành tín hiệu thu được. Sóng mang L1 được điều chế bằng cả 2 mã (mã-C/A và mã-P hoặc mã Y), trong khi sóng mang L2 chỉ bao gồm một mã-P hoặc mã Y (Hình 1.2). Các mã được điều chế trên sóng mang f0 được tạo ra từ bộ dao động tham chiếu (Hình 1.2). Nếu mã có trị số “-1” thì pha sóng mang đổi 1800, còn nếu mã số có trị số “+1” thì pha sóng mang giữ nguyên không thay đổi. 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 CX(m) Hình 1.3. Cấu trúc bộ tạo mã từ các thanh ghi dịch trong hệ thống GPS 11 1.1.2.2. Cấu trúc tín hiệu GLONASS GLONASS là một hệ thống vệ tinh định vị của Liên Xô (nay là Nga) phát triển vào năm 1976 và cũng tương tự như hệ thống GPS của Mỹ. GLONASS bao gồm 24 vệ tinh, phân bố đều trong 3 quỹ đạo cách nhau 1200 trong mặt phẳng xích đạo, cách trái đất khoảng 19.100 km với độ nghiêng 64,80. Vào thời điểm hiện nay GLONASS gồm 27 vệ tinh trong đó có 21 vệ tinh hoạt động, 3 vệ tinh chuẩn bị đưa vào hoạt động và 3 vệ tinh dùng để dự phòng thay thế. Số lượng này chưa đủ để bao phủ toàn bộ bề mặt trái đất (cần tối thiểu 24 vệ tinh hoạt động cùng một lúc). Các thiết kế của hệ t...hát triển xoay quanh việc xử lý tín thích nghi không gian thời gian, tối ưu các thuật toán xử lý tín hiệu dựa trên nền tảng anten mạng pha v.v., [5], [7], [16], [18], [27]. Trong số lượng nhỏ các công trình đã được công bố theo hướng triển khai thực tế các bộ chống nhiễu, nổi lên các công trình [7], [10], [35-37], đã đề cập đến các phương pháp làm giảm thiểu ảnh hưởng của tính không đồng nhất trên các kênh thu đối với anten mạng pha thích nghi được sử dụng trong hệ thống vô tuyến có chức năng chọn lọc không gian. Đặc điểm chung của các công trình đó đều là triển khai số các bộ chống nhiễu, bao gồm cả việc điều khiển đặc trưng hướng của anten mạng pha thích nghi. Trong [37], tác giả đã đề xuất sử dụng các bộ lọc có đáp ứng xung hữu hạn (FIR) làm mạch hiệu chỉnh, trong [36] đã đề xuất mô hình hiệu chỉnh tham số thấp trên các bộ lọc có đáp ứng xung vô hạn (IIR) và trong [35] đưa ra mô hình tự động bù trừ kết hợp với sự điều chỉnh đặc tính tần số của các kênh. Hạn chế của các công trình đã được đề cập ở trên là ở chỗ trong [37] không có mô tả đầy đủ về phương pháp cân bằng giữa các kênh trên anten mạng pha, còn các phương pháp sửa lỗi được đề xuất trong [35] [36] không hiệu quả, chúng yêu cầu so sánh từng cặp kênh thu với nhau và do đó không đảm bảo được chức năng hiệu chỉnh của hệ thống. Sơ đồ đề xuất trong [36] do việc triển khai trên các bộ lọc IIR không bảo đảm được sự tuyến tính của các đường đặc tính pha - tần số, do đó nó không có lợi cho các thiết bị. Các công trình nghiên cứu trên vẫn chưa đánh giá được sự ảnh hưởng của tính bất đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha tới chất lượng máy thu định vị vệ tinh GNSS, đặc biệt là khi máy thu GNSS làm việc trong điều kiện có sự tác động của nhiễu dải rộng. Đồng thời, các công trình này vẫn chưa đưa ra được các biện pháp khắc phục các lỗi phát sinh do sự bất đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha. Trong công trình [45] đã đề xuất phương pháp sửa lỗi hai giai đoạn và phương pháp sửa lỗi trên cơ sở tự bù trừ theo tiêu chuẩn 33 tối ưu MMSE với số lượng phần tử anten là 4 và 7 phần tử, hai thuật toán mặc dù đã đạt được hiệu quả nhất định trong việc sửa lỗi bất đồng nhất trên các kênh anten mạng pha, tuy nhiên, nó vẫn còn một số hạn chế là đó là độ phức tạp tính toán lớn, khả năng áp dụng còn hạn chế, chưa đánh giá được chi tiết ảnh hưởng của sự bất đồng nhất về biên độ, tần số giữa các kênh tới chất lượng máy thu GNSS, chưa khảo sát vùng không làm việc của máy thu GNSS khi kênh bất đồng nhất. Trên cơ sở đó, NCS đề xuất sử dụng tiêu chuẩn thích nghi MPE theo phương pháp phân hoạch ma trận riêng và véc-tơ riêng thay thế cho tiêu chuẩn MMSE với số lượng anten là 3 và 9 phần tử để giải quyết bài toán sửa lỗi kênh và đánh mức độ ảnh hưởng của số phần tử anten đến chất lượng chống nhiễu của máy thu GNSS. Trong thực tế, việc sử dụng tiêu chuẩn thích nghi MPE có hệ số nén nhiễu không tốt bằng tiêu chuẩn MMSE. Tuy nhiên, khi số phần tử anten mạng pha tăng lên 9 theo đề xuất của NCS không chỉ bù đắp được suy giảm đối với hệ số nén nhiễu mà còn tăng được số lượng nguồn nhiễu dải rộng mà mạng anten có thể chế áp được lên 8 nhiễu và tính định hướng của anten cũng được cải thiện. Bên cạnh những thuận lợi nêu trên, sự trả giá khi tăng số lượng phần tử của anten mạng pha đó là kích thước máy thu cồng kềnh hơn, chi phí chế tạo anten tốn kém hơn, cấu trúc anten phức tạp hơn, khả năng ứng dụng cho các thiết bị có kích thước nhỏ bị hạn chế. Kết luận Chương 1 Trên cơ sở nghiên cứu tổng quan về cấu trúc hệ thống GNSS, các dạng nhiễu trong hệ thống GNSS và các giải pháp chống nhiễu hiệu quả cho máy thu nhằm nâng cao tính chống nhiễu cho máy thu định vị vệ tinh nhận thấy, việc sử dụng anten mạng pha đã có những ưu điểm nhất định trong việc chống nhiễu cho máy thu, đi kèm với nó là sự không đồng nhất giữa các kênh của anten mạng pha. Do vậy, việc nghiên cứu các giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha cho máy thu định vị bằng vệ tinh nhằm nâng cao hiệu quả cho máy thu định vị vệ tinh là cần thiết và cấp bách. Mục tiêu của luận 34 án là đề xuất các phương pháp sửa lỗi không đồng nhất trên cơ sở kết hợp giữa anten mạng pha thích nghi với các thuật toán xử lý không gian thời gian ở giai đoạn tiền xử lý (trước tương quan) như Hình 1.7. Từ NCS đó đặt ra các nội dung cần giải quyết: - Nghiên cứu một số thuật toán chống nhiễu hiệu quả cho máy thu định vị vệ tinh GNSS phổ biến hiện nay như: Thuật toán sử dụng các tiêu chuẩn cực đại hóa tỉ số SINR trên đầu ra của mạng anten pha thích nghi (MSE); tiêu chuẩn cực tiểu hóa sai số trung bình bình phương giữa tín hiệu thu được và tín hiệu chuẩn (MMSE) tại đầu ra mạng anten; tiêu chuẩn tối ưu công suất MPE theo phương pháp phân hoạch SVD và các biến thể của thuật toán. Trên cơ sở đó, NCS đã nghiên cứu, đánh giá hiệu quả chống nhiễu của tiêu chuẩn tối ưu MPE đối với máy thu GNSS trên anten mạng pha ở Chương 2 của luận án và là nền tảng cho việc đề xuất các giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha ở Chương 3 luận án. 35 CHƯƠNG 2: NGHIÊN CỨU, ĐÁNH GIÁ HIỆU QUẢ CHỐNG NHIỄU CỦA TIÊU CHUẨN TỐI ƯU MPE ĐỐI VỚI MÁY THU GNSS Tín hiệu nhận được tại đầu vào máy thu GNSS bao gồm tập hợp tín hiệu có ích và nhiễu ở mức công suất thấp từ -30dB đến -15dB, các tín hiệu này dễ bị ảnh hưởng bởi môi trường nhiễu xung quanh [28] và các can nhiễu từ các máy phát công suất chỉ vài W. Trong thực tế chất lượng tín hiệu thu GNSS bị ảnh hưởng bởi rất nhiều yếu tố khác nhau như: Môi trường truyền dẫn bao gồm cả điều kiện thời tiết và môi trường hoạt động; chất lượng thiết bị. Vì vậy, để đảm bảo chất lượng dịch vụ, đặc biệt cho các lĩnh vực đòi hỏi độ tin cậy và độ chính xác cao là một vấn đề cần thiết cả về mặt kỹ thuật và giải pháp. Như đã đề cập, việc xử lý tín hiệu định vị và dẫn đường vệ tinh sử dụng anten mạng pha mặc dù mang lại rất nhiều lợi ích nhưng nó cũng làm phát sinh một số vấn đề kỹ thuật cần phải giải quyết. Một trong các vấn đề đó là tính không đồng nhất (về pha, biên độ hoặc cả pha và biên độ) giữa các kênh của anten mạng pha. Do vậy, chương hai nghiên cứu, đánh giá hiệu quả chống nhiễu của máy thu định vị vệ tinh trên anten mạng pha khi kênh là đồng nhất và bất đồng nhất sử dụng tiêu chuẩn tối ưu MPE mà nghiên cứu sinh đề xuất so sánh với tiêu chuẩn MMSE đã đề xuất ở [45]. Sự hình thành tín hiệu và nhiễu trên các phần tử thu của anten mạng pha thích nghi Giả thiết tín hiệu có ích, tạp âm và nhiễu trên các phần tử thu thứ i của anten mạng pha thích nghi đều được biểu diễn dưới dạng tín hiệu phức có dạng như sau [45]:      i ix m I m jQ m  (2.1) Trong đó: m là số phần tử thu của anten mạng; Ii(m) và Qi(m) lần lượt biểu diễn phần thực và phần ảo của tín hiệu trên phần tử thứ i của anten. 36 Sự hình thành tín hiệu có ích đầu vào ( ) cjw n ts n t e  ( )s n t( )s t Rời rạc tín hiệu có ích Lọc thông thấp (LPF) Chia 10 Chuyển sang tần số sóng mang Hình 2.1. Sự hình thành mặt phẳng tín hiệu có ích [45] Trong hệ thống định vị và dẫn đường bằng vệ tinh GNSS, tín hiệu có ích là các thông tin về khoảng cách từ máy thu tới vệ tinh, bằng cách rời rạc hóa thông tin có ích. Sơ đồ hình thành mặt phẳng tín hiệu có ích được trình bày trên Hình 2.1. Thông tin có ích sau khi rời rạc hóa được cho qua bộ lọc thông thấp để tạo ra dải phổ của nó. Trong các hệ thống GPS và Glonass, các mã P (GPS) và BT (Glonass) là mã đóng, nên mô hình tạo dạng tín hiệu trên chỉ phù hợp với việc tạo dạng tín hiệu có ích đối với mã C/A của hệ thống GPS và mã CT của Glonass; Như phần 1.1.2 đã trình bày, chuỗi mã CT của hệ thống GLONASS được hình thành trên đầu ra của bộ ghi dịch 9 bit [4, 32], vòng ghi dịch này bao gồm các vòng phản hồi sao cho trạng thái ban đầu của thanh ghi là tổng Mô-đun 2 của trạng thái trước đó trong các ô nhớ số 5 và ô nhớ số 9. Chuỗi nhận được là chuỗi tuần hoàn (có chu kỳ 511 – Glonass, 1023 - GPS) gồm các chữ số “0” và “1”. Để hình thành mặt phẳng tín hiệu người ta sử dụng chuỗi này để biến thành chuỗi “+1” và “-1”, trong đó các mức “+1” tương ứng số 1 của chuỗi ban đầu, còn các mức “-1” tương ứng với các số 0. Sau khi tạo được chuỗi lưỡng cực, nó được lấy mẫu để tăng tần số rời rạc hóa. Hệ số tăng tần số rời rạc hóa K được chọn bằng 10. Để thực hiện quá trình đó NCS giả thiết rằng chu kỳ của mỗi chuỗi mã là 610 s . Như vậy, mỗi một từ trong chuỗi mã chiếm khoảng thời gian 3 610 1,96.10 511c     37 (GLONASS) và 3 610 0, 98.10 1023c     (GPS). Khi rời rạc hóa trên chiều dài theo thời gian của mỗi từ trong chuỗi mã được chia nhỏ thành các khoảng rời rạc khác nhau, do đó số nhịp rời rạc hóa tương ứng với kết thúc ký hiệu thứ i của mã, được xác định theo công thức 0, 5i c Dn i Kf     , trong đó dấu   là ký hiệu lấy phần nguyên. Điểm đầu của từ mã thứ i là số hiệu 1 1in   . Điểm đầu của từ mã thứ nhất là điểm bắt đầu của quá trình rời rạc hóa. Sau khi kết thúc quá trình rời rạc hóa chuỗi lưỡng cực, là quá trình lọc thông thấp. Để thực hiện lọc thông thấp, luận án dùng bộ lọc chuyển vị thông thấp, các bộ lọc thông thấp vốn được tổng hợp theo một quy tắc nào đó, trong trường hợp cụ thể đối với tín hiệu vệ tinh GLONASS sử dụng bộ lọc thông thấp Blachman-Haris với tần số cắt là 16MHz. Kết quả nhận được tín hiệu ở dải tần sóng mang BT GLONASS có dạng như sau: 1 ( ) w( ). ( 1) l i s n i XC n i     (2.2) trong đó w( )i là các hệ số bộ lọc. Sau quá trình lọc thông thấp là quá trình tăng tần số rời rạc hóa với hệ số tăng 10K  sau đó được chuyển sang dải tần số mang bằng cách nhân với exp( )fcj n t  , trong đó 1 / dt f  là khoảng rời rạc hóa, 25MHzdf  , đồng thời hình thành mặt phẳng tín hiệu có ích, có tính đến độ trễ truyền do cấu tạo hình học của anten mạng. Tín hiệu có ích cuối cùng được hình thành dưới dạng hai thành phần trực giao:     ( ) Re ( ). ( ) Im ( ). fc fc j n t s j n t s I n s n e Q n s n e          (2.3) Trong đó: ( )sI n và ( )sQ n lần lượt là các quá trình rời rạc trên đầu vào 38 của bộ xử lý số tín hiệu; fc tương ứng với tần số sóng mang thực của vệ tinh tương ứng đang được mô phỏng so với tần số trung tâm của dải tần tín hiệu BT Glonass. Tín hiệu C/A GPS được tạo trên cùng một tần số sóng mang 0f GPS như trên Hình 1.2, trong đó “0” tương ứng với mức tín hiệu của “-1” và “1” tương ứng với “+1”. Đa thức sinh tạo mã có dạng:   9 31 ( ) ( ) 1G k x k x k   và 9 8 7 5 22( ) 1G k x x x x x x       . Chuỗi mã được lấy mẫu ở tần số 25MHzdf  , thời gian lấy mẫu 1ms. Đối với tín hiệu GPS tốc độ lấy mẫu cao hơn, sử dụng bộ lọc thông thấp Blackman-Harris với tần số cắt 4MHz. Mô hình nhiễu Như đã đề cập ở mục 1.2 của luận án, NCS chỉ tập trung vào nghiên cứu khả năng chống các loại nhiễu có công suất lớn hơn nhiều so với công suất tín hiệu. Do vậy, trong mô hình này dạng nhiễu chính được sử dụng là nhiễu dải rộng, nhiễu này được tạo thành bởi sự kết hợp của hai quá trình ngẫu nhiên với phân bố chuẩn ( )n và ( )n , hai quá trình này là độc lập với nhau và có giá trị trung bình bằng 0 và phương sai bằng 1 (tương ứng với thành phần đồng pha và thành phần trực giao), được biểu diễn như sau [45]: 0( ) ( ) ( )h n n j n   . Ngoài ra, cũng có thể sử dụng nhiễu điều hòa (nhiễu dải hẹp) với tần số cho trước I như sau[45]:       ( ) Re exp ( ) Im exp I I I I I I I n j n t j Q n j n t j            (2.4) Khi cho trước một hàm điều hòa, thì các pha ban đầu của chúng được chọn từ các giá trị ngẫu nhiên với luật phân bố đều trên khoảng [-π, π]. 39 Tính toán độ trễ truyền trong môi trường Điểm khác biệt chính của bài toán chống nhiễu không gian là trong quá trình chống nhiễu có sử dụng thông tin về thời gian truyền ứng với mỗi phần tử anten so với thời gian truyền tới phần tử anten khác trên anten mạng pha (các tín hiệu này nằm cùng trên cùng một mặt phẳng tín hiệu). Do vậy, phần quan trọng của bài toán là mô hình hóa sự hình thành mặt phẳng tín hiệu và nhiễu, trong đó có tính đến độ trễ truyền. Khi cho trước các quá trình trên các phần tử anten mạng pha, giả thiết rằng mặt sóng là phẳng (do khoảng cách từ các vệ tinh định vị hay các nguồn nhiễu tới đầu vào anten thu là rất lớn so với kích thước bề mặt của anten. Do đó, có thể coi sóng từ các nguồn này tới các phần tử anten là song song với nhau. Hướng của tín hiệu tới mặt trước của anten mạng được cho biểu diễn bởi hai góc của hệ tọa độ cầu, đó là góc phương vị  và góc ngẩng (bù) , các góc này được coi là không thay đổi trên toàn bộ khoảng thời gian quan sát (khoảng thời gian này không dưới 5.10-6s). Ngoài ra, để thuận tiện cho việc tính toán, chọn gốc tọa độ trùng với tâm của một phần tử xác định trên anten mạng pha gọi là phần tử trung tâm. Trong trường hợp đó, thời gian truyền từ phần tử trung tâm đến từng phần anten được tính theo công thức sau đây [45]: 1( ) ( )sin cos ( )sin sin ( )cos sin .m x m y m x m c             (2.5) Trong công trình [45], tác giả đã tính toán trên mô hình anten 4 và 7 phần tử. Ở đây NCS đưa ra hai mô hình anten mạng pha 3 phần tử và 9 phần tử để khảo sát bài toán chống nhiễu cho máy thu định vị vệ tinh GNSS. Xét anten mạng pha được tạo thành từ 3 phần tử có bán kính R như Hình 2.2, được phân bố trong mặt phẳng nằm ngang của hệ tọa độ XOY với gốc tọa độ O được cho trùng với tâm của phần tử thứ nhất. Giả thiết rằng, tất các phần tử anten là đồng nhất, đẳng hướng và bỏ qua 40 sự tác động giữa các phần tử anten với nhau. Hình 2.2. Cấu trúc anten mạng pha tam giác Bán kính của các phần tử anten được chọn sao cho khoảng cách giữa tâm của các phần tử liền kề nhau không được vượt quá ½ bước sóng: 02R 2ijd   . Đối với hệ thống GNSS thì bước sóng này có giá trị 0 0.2m  , cho nên bán kính của các phần tử anten là 0R 4 , còn kích thước của cả mạng (khẩu độ) là DA gần bằng 60cm. Đối với tín hiệu GNSS, nguồn tín hiệu đến nằm khá xa anten thu nên tín hiệu ở máy thu được coi là phẳng. Giả thiết phần tử trung tâm trùng với gốc tọa độ, tín hiệu  s t thu được tại phần tử trung tâm có pha ban đầu coi là bằng 0. Tín hiệu  s t có thể có dạng hàm số thời gian hoặc cũng có thể có dạng một quá trình ngẫu nhiên, nhưng được giới hạn bởi điều kiện dải hẹp về không gian - thời gian: Thời gian điều chỉnh của quá trình tq lớn hơn nhiều so với thời gian truyền sóng dọc theo khẩu độ của anten mạng /AT D c với tq T  . Để tính toán độ trễ truyền, cần tính thời gian lan truyền sóng tới mỗi phần tử so với thời gian lan truyền sóng với tới phần tử trung tâm. Cụ thể để xác định 41 độ trễ truyền sóng tới thành phần anten thứ m với tọa độ  , ,m m mx y z cần xác định hiệu số thời gian lan truyền sóng tới phần tử m và phần tử trung tâm (Hình 2.3). Trong trường hợp này, xét phần tử trung tâm nằm ở gốc tọa độ. Hình 2.3. Xác định hiệu đường truyền giữa tia Véc-tơ tín hiệu được ký hiệu là véc-tơ n , xác định hướng tới nguồn tín hiệu. Để thuận tiện tính toán, các véc-tơ này được biểu diễn trong hệ tọa độ cầu với 2 góc phương vị 0 và góc bù 0 , được tính so với trục OZ. Giả sử véc-tơ 1n   , hiệu đường truyền giữa các tia được xác định theo công thức:  , , cosm m m mr x y z    (2.6) Trong đó: r là véc-tơ xác định vị trí của phần tử thứ m ;  góc giữa các véc-tơ r và n . Cosin của góc này được xác định từ tỷ số vô hướng của các véc- tơ trên, có dạng như sau:  , cos r n r n        0 0 0 0 0sin cos sin sin coscos m m m x y z r          (2.7) 42 Cụ thể hóa dạng của véc-tơ bán kính r tương ứng với Hình 2.3. Xét các nguồn nhiễu bên ngoài, chúng cũng được biểu diễn trong hệ tọa độ cầu. Lưu ý rằng, góc m đối với tất cả các phần tử anten đều bằng 900, bởi vì chúng được phân bố ở mặt phẳng XOY.   2 3 3 m m d R m       (2.8) Khi đó trong hệ tọa độ Đề-các, tọa độ của các phần tử anten được biểu diễn dưới dạng:     sin cos 2 cos 3 3 sin sin 2 sin 3 3 cos 0 m m m m m m m m m m m x d R m y d R m z d                              (2.9) Thay (2.9) vào (2.7) và sau đó vào (2.6) hiệu đường truyền m được xác định như sau:    0 0 0 02 cos 3 sin cos 2 sin 3 sin sin3 3m R m R m                          0 02 cos 3 sin3m R m              (2.10) Khi đó, đối với độ trễ thời gian được biểu diễn như sau:   1 0 0 0 2 cos 3 sin 3 m m R m c c                     (2.11) Với: 1,..., 1m M  . Trong đó: M là số phần tử anten. 43 Với điều kiện thỏa mãn tq T  , các điện thế được tạo ra bởi trường điện từ của tín hiệu trên phần tử anten, có dạng chung là:             1 2 1 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . M M u t s t u t s t u t s t          (2.12) Các tín hiệu trên phần tử anten được biểu diễn qua sóng tới và độ trễ truyền như sau: ( )( , ) mx m n x n t         Giá trị cực đại của ( )m t   là 38 2 0,1/ / 8.10 0,27 3.10 R t c    , giá trị này nhỏ hơn khoảng rời rạc hóa. Do độ trễ này nhỏ hơn khoảng thời gian rời rạc hóa nên dẫn đến một vấn đề là không thể mô phỏng được độ trễ truyền này. Trong mô hình vừa trình bày, vấn đề đó được giải quyết như sau. Để đưa độ trễ vào trong mô hình, sử dụng các tính chất của phép biến đổi Fourier, khi đó độ trễ truyền của tín hiệu là độ trễ truyền ban đầu nhân với một đại lượng exp( )j . Khi tính đến đặc trưng rời rạc của các quá trình, sử dụng phép biến đổi Fourier rời rạc. Tuy nhiên, cũng cần lưu ý thêm là tính chất đã nêu trên chỉ thỏa mãn một cách chính xác đối với các bước rời rạc là số nguyên, còn cho phần còn lại là gần đúng. Quá trình thêm độ trễ được trình bày trên Hình 2.4. M M ( )s n t ( )S k w ( , )S m k w ( , )s m k t FFT IFFT Thêm vào độ trễ truyền trên vùng tần số Hình 2.4. Mô hình quá trình thêm độ trễ truyền sử dụng cặp biến đổi Fourier [45] 44 Trong sơ đồ trên Hình 2.4, phép biến đổi Fourier nhanh được lấy theo tất cả các giá trị rời rạc hóa của tín hiệu (chiếm khoảng thời gian 5ms ). Việc thêm độ trễ trong vùng tần số được thực hiện theo quy tắc sau đây: 0 0 0 0 2 ( 1) . ( ) 0 0 0 2 ( 1) . ( ) 0 ( , ). khi ; ( , ) 0 khi 1 ; ( , ). khi 1, s s f j k f m n f j k N f m n S m k e k k S m k k k N k S m k e k N k                             Trong đó: N là chiều dài tín hiệu; 0 1.617GHzf  là tần số trung tâm của tín hiệu. Phương pháp nêu trên có thể được sử dụng cho các quá trình trên tất cả các kênh thu đối với cả nhiễu và tín hiệu có ích. Chuẩn hóa các tín hiệu và nhiễu Sau khi mô phỏng cho tất cả các quá trình trên các kênh thu, cần phải tính toán hiệu quả của chống nhiễu của máy thu định vi vệ tinh GNSS khi sử dụng anten mạng pha thích nghi. Đối với bài toán này cần phải xác định tình huống nhiễu – tín hiệu với mức tương đối so với tạp âm của máy thu. Tạp âm máy thu được mô hình hóa giống như cách tạo nhiễu dải rộng. Ngoài ra, để thực hiện lọc dải tạp âm, nghiên cứu sinh cũng sử dụng phương pháp nêu trên với cặp biến đổi Fourier thuận – nghịch: 0 0 0 0 ( , ), ; ( , ) 0, 1 ; ( , ), 1. N m k k k S m k k k N k S m k k N k          (2.13) Trong mô hình NCS tiến hành chuẩn hóa các quá trình đã cho một cách tương đối so với trung bình bình phương của độ lệch tạp âm máy thu, coi nó là giá trị đơn vị. Cụ thể, luận án chuẩn hóa tất cả các thành phần theo quy tắc sau đây: 45 chuanhoa 2 2 ( , ) 2( , ) I Q x m nx m n     (2.14) Trong đó: 2( )I m và 2 ( )Q m lần lượt là bình bình phương độ lệch phần thực và trung bình bình phương độ lệch phần ảo của quá trình và được biểu diễn như sau:     2 2 1 1 1 1( ) Re ( , ) Re ( , ) N N I n m x m n x m n N N                  2 2 1 1 1 1( ) Im ( , ) Im ( , ) N N Q n m x m n x m n N N              Sau khi chuẩn hóa xong, để tạo mức nhiễu và mức tín hiệu cần thiết, chỉ việc nhân chúng với hệ số tương ứng với tỷ số nhiễu/tạp âm hay tín hiệu/tạp âm. _chuanhoa _chuanhoa ( , ) . ( , ); ( , ) . ( , ). i i j j i In m n n m n N Ss m n s m n N               (2.15) Biểu diễn nhiễu và tín hiệu vệ tinh GNSS trên anten mạng pha 3 và 9 phần tử Giả sử tất cả các phần tử của anten mạng pha thích nghi có cùng độ lợi, phân cực, đặc trưng hướng và được bố trí trong cùng một mặt phẳng. Cấu trúc của anten mạng pha 3 phần tử và 9 phần tử được mô tả như trên Hình 2.2 và Hình 2.5. Phần tử thứ nhất của anten được đặt ở gốc tọa độ. Giả thiết  là góc phương vị trong mặt phẳng XOY, được đo ngược chiều kim đồng hồ bắt đầu từ trục dương x , còn  góc bù tương ứng hướng thẳng đứng lên trên. Các phần tử của véc-tơ mạng A của anten mạng pha với pha đến của tín hiệu nhận được theo hướng ( ),  trong mỗi phần tử anten so với pha của phần tử anten thứ nhất. Đối với anten mạng pha 3 và phần tử véc-tơ mạng A lần 46 lượt được biểu diễn như (2.16) và (2.18).  3 1 2 3( , ) ( , ), ( , ), ( , ) T a a a       A (2.16) Trong đó:      A3 0 0 1 ( , ) exp 2 2( / )sin cos / 3 exp 2 2( / )sin cos j f R c j f R c                        (2.17)  9 1 2 9( , ) ( , ), ( , ), , ( , ) T a a a       A  (2.18) Trong đó:                0 0 0 9 0 0 0 0 1 exp 2 2( / ) sin cos sin sin exp 2 2( / )sin cos exp 2 2( / ) sin cos sin sin ( , ) exp 2 2( / )sin sin exp 2 2( / ) sin cos sin sin exp 2 2( / )( sin cos ) exp 2 2( / ) sin cos sin j f R c j f R c j f R c j f R c j f R c j f R c j f R c                                       A     0 sin exp 2 2( / )( sin sin )j f R c                                         (2.19) Đối với anten mạng pha 4 và 7 phần tử đã được đưa ra trong [45] có cấu trúc hình học như Hình 2.6 và Hình 2.7. Đối với trường hợp anten mạng pha có 4 và 7 phần tử anten véc-tơ mạng A lần lượt được biểu diễn ở công thức (2.20) và (2.22) [45]:  7 1 2 7( , ) ( , ), ( , ), , ( , ) T a a a       A  (2.20) 47 Hình 2.5. Cấu trúc anten mạng pha 9 phần tử Hình 2.6. Cấu trúc anten mạng pha 4 phần tử Hình 2.7. Cấu trúc anten mạng pha 7 phần tử 48 Trong đó:     A 07 0 1 exp 2 2( / )sin cos( / 3) ( , ) exp 2 2( / )sin cos( 4 / 3) x x j f d c j f d c                             (2.21)  4 1 2 3 4( , ) ( , ), ( , ), ( , ), ( , ) T a a a a         A (2.22) Trong đó       0 4 0 0 1 exp 2 2( / )sin cos ( , ) exp 2 2( / )(sin cos sin sin ) exp 2 2( / )sin sin j f R c j f R c j f R c                               A (2.23) Ở đây 0f là tần số mang của tín hiệu vệ tinh GNSS, Rxd  là bán kính phần tử anten, c là vận tốc ánh sáng. Mô hình bất đồng nhất và bất ổn định của các tham số trên các kênh thu của anten mạng pha Mô hình bộ trễ nhóm của bộ lọc tần trung tần Để xây dựng mô hình bộ trễ nhóm (GD) luận án sử dụng việc triển khai quá trình ngẫu nhiên trên đầu ra bộ lọc thông thấp (LPF) khi cấp tạp “trắng” cho đầu vào của nó [7]. Mô hình tạo độ trễ nhóm được trình bày trên Hình 2.8. Bộ tạo tạp trắng Lọc thông thấp LPF Chuẩn hóa và cộng thêm giá trị trung bình Độ trễ nhóm Hình 2.8. Mô hình tạo độ trễ nhóm [7] Từ phân tích triển khai độ trễ nhóm (GD) của bộ lọc thực tế có thể nhận thấy sự thay đổi của GD có tính tuần hoàn. Chu kỳ thay đổi là xấp xỉ 1MHz [7]. Bởi vậy giới hạn dải thông tần số của bộ lọc thông thấp được chọn sao cho 49 trên đầu ra đảm bảo được quá trình hội tụ về mặt cấu trúc. Bộ lọc thông thấp được sử dụng trong thuật toán tạo GD cũng được triển khai bằng cách sử dụng cặp biến đổi Fourier thuận - nghịch và phổ rời rạc của quá trình từ đầu ra của bộ tạo tạp “trắng” được nhân với hệ số truyền của bộ lọc thông thấp. Để đơn giản, luận án sử dụng bộ lọc thông thấp lý tưởng có hệ số truyền như sau: bien loc thap tan bien 1, ( ) 0, f F K f f F     (2.24) Hình 2.9. Dạng tín hiệu của GD Từ các nghiên cứu thực tế GD của bộ lọc cho thấy rằng giá trị trung bình của GD bằng khoảng 398ns 5.5 [29]. Khi đó GD trong mô hình được tính như sau:   9 9( ) 5,5.10( ) . 398.10 . 2max ( ) f y fGD f y f    (2.25) Trên Hình 2.9 biểu diễn hình dạng của GD theo sơ đồ Hình 2.8. Áp dụng mô hình để tạo GD như trên hình Hình 2.8 cho tất cả các kênh thu khác nhau. Sau khi tạo được GD, cần phải chuyển chúng sang sự biến thiên đặc trưng pha-tần của bộ lọc. Trên cơ sở xác định GD dưới dạng đạo hàm (theo tần số) của đặc trưng pha-tần, có thể khôi phục được đặc trưng pha-tần số bằng 50 cách tích phân. Tuy nhiên, cũng nhận thấy rằng khi đó pha ban đầu của đặc trưng vẫn là ẩn số: 0 0 )( ) .( f GD f dff     (2.26) Vì là triển khai chương trình để xử lý số tín hiệu, nên luận án thay tích phân bằng tổng 0 0 00 ( ) ( ) ( ) f f g f GD f df GD g f         (2.27) trong đó 200Hzf  . Vì pha ban đầu là chưa biết, nên việc tiên định nó mang tính bất định. Giả thiết rằng 0 là đại lượng ngẫu nhiên và phân bố đều và có sai lệch trong khoảng 0 0( , )   . Như vậy, giá trị các giới hạn phạm vi thay đổi của pha ban đầu 0 là thông số tính toán. Mô hình hóa sự bất đồng nhất biên độ của bộ lọc trung tần Mô hình sự bất đồng nhất biên độ tương tự mô hình GD của bộ lọc. Để tạo sự bất đồng nhất biên độ, luận án cũng sử dụng triển khai quá trình ngẫu nhiên trên đầu ra của bộ lọc thông thấp, khi đưa tạp “trắng” cho đầu vào của nó. Tuy nhiên, khi phân tích đặc trưng biên độ - tần số của bộ lọc trên, nhận thấy rằng chu kỳ dao động của đặc trưng biên-tần là khoảng 3MHz [7]. Sau khi đã chuẩn hóa quá trình trên đầu ra bộ lọc thông thấp khi đó có thể tạo được sự bất đồng nhất biên độ theo công thức sau: ( ) 1 ( )(1 )A f y t A   (2.28) Trong đó A xác định phạm vi dao động cực đại của sự bất đồng nhất đặc trưng biên-tần. Trong mô hình này đại lượng A giới hạn trong khoảng 5dB [7]. Mô hình hóa sự bất đồng nhất của các hệ số truyền kênh thu anten mạng pha thích nghi Trong chương trình mô phỏng tính bất đồng nhất của các hệ số truyền 51 của các kênh thu thường được thêm vào trong vùng tần số, bằng cách lấy phổ của hỗn hợp tín hiệu đầu vào nhân với hệ số truyền của các kênh thu, hệ số truyền này là hàm tần số. M M ( )s n t ( , )S m k w ( , )s m k t FFT IFFTNhân với hệ số truyền K ( )S k w Hình 2.10. Mô hình kênh thu trên anten mạng pha khi bất đồng nhất [45] Hệ số truyền của các kênh thu, có tính đến sự bất ổn định của GD và không đồng nhất của đặc trưng biên độ - tần số và sự sai lệch về dải thông trên các kênh thu, có dạng [45]: ( , ) 0 0 0 ( , ) 0 ( , )e , ( , ) 0, 1 ( , )e , 1 j m k j m k A m k k k K m k k k N k A m k k N k              (2.29) Trong đó: k0 là tần số rời rạc, khi xác định giới hạn tần số dải thông của bộ lọc, có thể là như nhau hoặc bị biến đổi một cách độc lập cho mỗi tuyến thu tương ứng với M kênh. Sự biến đổi của giới hạn tần số dải thông đã được sử dụng để nghiên cứu ảnh hưởng của sự không đồng nhất trong độ rộng dải thông của các bộ lọc trên các kênh thu. Sơ đồ thêm vào tính bất đồng nhất của các tuyến thu theo công thức ( , ) ( , ). ( , )S m k S m k K m k được trình bày trên Hình 2.10 và tương tự sơ đồ tính đến các độ trễ truyền trong môi trường. Sau khi xây dựng đầy đủ các mô hình toán của tín hiệu, nhiễu, kênh truyền và các yếu tố bất đồng nhất, bất ổn định của kênh truyền thì tín hiệu đầu vào cuối cùng của việc xử lý không – thời gian tín hiệu trên máy thu với anten mạng pha được biểu diễn như sau: 52 1 1 ( , ) ( , ) ( , ) ( , ) s hI I i i i ii i S Iy m n s m n I m n n m n N N                      (2.30) Trong đó ( , ), ( , ), ( , )i is m n I m n n m n  lần lượt là tín hiệu có ích, nhiễu và tạp âm thứ i , có tính đến sự bất đồng nhất trên các kênh của các máy thu. Xây dựng vùng không làm việc và sự phụ thuộc của vùng không làm việc vào độ nhạy của máy thu với anten mạng pha Để đánh giá chất lượng chống nhiễu của máy thu cần biết được những điều kiện thu tín hiệu có ích mà máy thu thực hiện. Như đã đề cập, theo tiêu chuẩn tối thiểu hóa công suất đầu ra, điểm cực đại của giản đồ hướng luôn hướng về nguồn phát tín hiệu. Cho nên, những đặc tính về chất lượng của máy thu GNSS phụ thuộc rất nhiều vào hướng của các sóng tới (hướng này được xác định bởi góc phương vị  và góc bù  ). Điều đó có nghĩa là, tiêu chuẩn về chất lượng của máy thu sẽ không đạt được ở một số hướng tới của tín hiệu. Một trong các tiêu chuẩn phổ biến là tỷ số tín hiệu/nhiễu hoặc tín hiệu/tạp âm ở đầu vào máy thu. Khi áp dụng tiêu chuẩn này, công suất của phần nhiễu còn lại thường được bỏ qua. Tuy nhiên trên thực tế, phần nhiễu còn sót lại chưa bị khử hết sẽ gây tác động lên máy thu một cách tương tự như tác động của tạp âm do máy thu tự phát ra (tạp âm nhiệt) nhưng ở mức độ khác. Kết quả là diện tích của vùng không hoạt động của máy thu GNSS tính... chống nhiễu khi áp dụng thuật toán sửa lỗi hai giai đoạn MPE trên cơ sở tự hiệu chỉnh tốt hơn so với thuật toán gốc và tốt hơn so với thuật toán sửa lỗi hai giai đoạn với tiêu chuẩn MMSE đã được đề xuất trong [45] trong hầu hết các tình huống tín hiệu và nhiễu đang xét (Hình 3.3÷Hình 3.9). Thống kê các kết quả mô phỏng Bảng 3.1. Các đặc tính chống nhiễu của anten mạng pha 9 phần tử Tình huống tín hiệu-nhiễu Hệ số nén nhiễu [dB] Tỷ số SINR [dB] MMSE MPE MMSE MPE Tình huống 1 33.38 37.43 -22.14 -20.66 Tình huống 2 34.85 37.87 -20.97 -18.05 Tình huống 3 49.5 31.0 -23.40 -17.20 Tình huống 4 34.42 35.20 -23.02 -21.02 Tình huống 5 25.08 32.51 -24.30 -17.65 Tình huống 6 25.04 26.5 -12.06 -9.35 Tình huống 7 24.06 20.35 -26.23 -28.36 Để đánh giá cụ thể các đặc tính chống nhiễu của phương pháp sửa lỗi kênh không đồng nhất MPE hai giai đoạn, Nghiên cứu sinh thực hiện thống kê các kết quả hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR trên đầu ra anten mạng pha thích nghi. Các kết quả tính toán đặc trưng hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR của phương pháp sửa lỗi hai giai với các tiêu chuẩn thích nghi MPE, MMSE trong các tình huống nhiễu khác nhau đã được giả thiết cụ thể ở phần 3.1.2 được đưa ra trong Bảng 3.1. Các kết quả được thống kê qua 10 lần thử nghiệm và được trình bày 98 dưới dạng bảng. Dựa vào các kết quả mô phỏng được thống kê trên Bảng 3.1 luận án đưa ra một số các kết luận sau: Đối với trường hợp 1 nhiễu dải rộng ổn định hoặc không ổn định cho các kênh bất đồng nhất sử dụng thuật toán hai giai đoạn với tiêu chuẩn MPE thì tỷ số SINR tổng cộng tốt hơn (2dB đến 3 dB) so với tiêu chuẩn MMSE đã được nghiên cứu ở [45] (tình huống 1, Bảng 3.1) và (tình huống 2, Bảng 3.1). Đối với trường hợp 1 nhiễu dải rộng ổn định hoặc không ổn định cho các kênh bất đồng nhất khi áp dụng thuật toán hai giai đoạn sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh thì chất lượng tỷ số SINR tốt hơn (9dB đến 11dB) so với thuật toán gốc không hiệu chỉnh (tình huống 1 và 2, Hình 3.3 và Hình 3.4). Đối với trường hợp có 6 nguồn nhiễu dải rộng hoạt động trên mặt phẳng ngang, công suất nhiễu tương đối 40dB cho các bất kênh đồng nhất hệ số nén nhiễu của thuật toán hai giai đoạn theo tiêu chuẩn MPE tốt hơn hệ số nén nhiễu của thuật toán hai giai đoạn theo tiêu chuẩn MMSE là 9dB, Còn tỷ số tín/(nhiễu+tạp) tốt hơn 6dB (tình huống 3, Bảng 3.1). Đối với trường hợp 6 nhiễu dải rộng ổn định hoạt động trên mặt phẳng nằm ngang với công suất các nguồn nhiễu không cố định (0dB, 15 dB, 20 dB, 30 dB, 35 dB, 37.6 dB) cho các kênh không đồng nhất hệ số nén nhiễu của thuật toán hai giai đoạn sử dụng tiêu chuẩn tối ưu MPE tốt hơn hệ số nén nhiễu của thuật toán hai giai đoạn khi sử dụng tiêu chuẩn MMSE 7dB, còn tỷ số SINR tốt hơn 6dB (tình huống 5, Bảng 3.1). Trong trường hợp có 6 nhiễu dải rộng có phân bố trên mặt phẳng nằm ngang, nhiễu không ổn định. Công suất các nguồn nhiễu cố định giảm từ 40dB xuống 15dB. Đối với trường hợp 8 nhiễu trong đó có 6 nhiễu dải rộng và 2 nhiễu dải hẹp ổn định (công suất nhiễu dải rộng là 40dB) cho các kênh bất đồng nhất hệ số nén công suất nhiễu của thuật toán hai giai đoạn theo sự tiêu chuẩn MPE kém hơn hệ số nén công suất nhiễu của thuật toán hai giai đoạn theo tiêu chuẩn 99 MMSE 4dB, còn tỷ số SINR kém hơn 2dB (tình huống 7, Bảng 3.1). Giải pháp sửa lỗi kênh không đồng nhất MPE trên cơ sở tự bù trừ Trong phương pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh đã đề xuất bên trên, mặc dù các đặc trưng chống nhiễu đã tốt hơn đáng kể cả so với thuật toán cũ sử dụng tiêu chuẩn MMSE khi kênh đồng nhất và khi kênh bị mất đồng nhất và mất ổn định, nhưng có thể nhận thấy rằng trong các kết quả mô phỏng hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR ở trên vẫn còn có những vùng bị suy giảm đặc trưng ở hệ số nén nhiễu (Hình 3.3, Hình 3.4, Hình 3.5, Hình 3.8). Mặc dù sự suy giảm này là trong thời gian rất ngắn, tuy nhiên đối với các thiết bị yêu cầu cao về tần số cập nhật thông tin (ví dụ các thiết bị chuyển động với vận tốc cao) thì khoảng suy giảm này có thể gây ra sự mất mát thông tin điều khiển. Chính vì vậy, công trình [45] đã đề xuất thuật toán sửa lỗi kênh không đồng nhất trên cơ sơ các khối tự bù trừ sử dụng tiêu chuẩn MMSE. Thuật toán đã khắc phục được những nhược điểm của thuật toán hai giai đoạn, tuy nhiên độ phức tạp tính toán của thuật toán khá phức tạp. Do vậy, trên cơ sở phương pháp sửa lỗi không đồng nhất trên cơ sở tự bù trù đã đề xuất ở công trình [45], NCS đề xuất cải tiến phương pháp sửa lỗi trên bằng cách áp dụng tiêu chuẩn tối ưu MPE thay thế cho tiêu chuẩn MMSE và các kết quả tính toán và mô phỏng được khảo sát trên hệ thống anten mạng pha 9 phần tử với khoảng cách giữa các phần tử anten là d=2/3.56. Để so sánh giữa hai tiêu chuẩn tối ưu MPE và MMSE được sử dụng trong phương pháp sửa lỗi trên cơ sở tự bù trừ. Nghiên cứu sinh tiến hành tính toán mô phỏng các đặc tính chống nhiễu trên anten mạng pha 9 phần tử áp dụng phương pháp sửa lỗi trên cơ sở tự bù trừ với hai tiêu chuẩn MMSE và MPE với các tình huống nhiễu được giả thiết khác nhau. Điểm mấu chốt của phương pháp này là khả năng tự động bù trừ các sai lệch về pha và biên độ trên các kênh thu dựa trên các đặc trưng của tín hiệu khi 100 đi qua kênh thu của khối tự động bù trừ. Các thiết bị cân bằng cổ điển gồm bộ lọc hai kênh, trong khi đó kênh thứ nhất được chọn làm kênh chuẩn (Hình 3.10). Để bù trừ sự không đồng nhất, trong tài liệu [8,10] đã đề xuất sơ đồ với kênh chuẩn giữ chậm không có bộ lọc và bộ lọc thích nghi giữ chậm trong kênh bù trừ Hình 1.10. Mô hình và cấu trúc phương pháp Cấu trúc của bộ bù trừ nhiễu tự động với sự hiệu chỉnh các kênh thu không đồng nhất được thể hiện trên Hình 3.10. Z-1 Z-1 Z-1 Z-1 ∑ ∑ Z-1 Z-1 Z-1 Z-1 ∑ Z-1 Z-1 Z-1 Z-1 ∑ FIR 1 k2 Tiêu chuẩn thích nghi MPE kM x1(n) x2(n) xM(n) w11=1 wM1 wM2 wM3 wMN-1 wMN w12=1 w13=1 w1N-1=1 w1N=1 w21 w22 w23 w2N-1 w2N y(n) Hình 3.10. Cấu trúc bộ sửa lỗi kênh không đồng nhất MPE trên cơ sở tự bù trừ Điểm khác biệt cơ bản của bộ sửa lỗi kênh không đồng nhất MPE trên cơ sở tự bù trừ so với bộ lọc hai giai đoạn MPE trên cơ sở tự hiệu chỉnh đó là: Với bộ tự bù trừ tất cả các hệ số trong kênh thứ nhất (kênh chuẩn) đều bằng 1, bởi vậy véc-tơ trọng số cho anten M phần tử được biểu diễn dưới dạng: 101 11 1 1 T M Mk MNw w w     W      Trong đó: ik là số nhánh không gian của bộ lọc với đặc tính xung hữu hạn; 1i N  ; nhánh không gian đầu tiên của bộ lọc bằng 1 ( 1 1k  ). Khác với thuật toán đã được đưa ra trong mục 1.5.2.1 của luận án thì véc-tơ giới hạn trong biểu thức (1.26) áp dụng cho bộ sửa lỗi kênh không đồng nhất MPE trên cơ sở tự bù trừ được cho dưới dạng: 9 (0) 1 0 0 1 0 0 0T N                 C      (3.21) Còn véc-tơ trọng số ban đầu: 9 (0) 1 0 0 1 0 0 0T N                 W      Trong đó N là số nhánh thời gian của bộ lọc với đặc tính xung hữu hạn. Đầu ra của bộ lọc này được biểu diễn bằng công thức:     1 1 ( ) 1 M N i ij i j y n k n v x n j       (3.22) Trong đó N là số lượng nhánh thời gian; M là số lượng kênh thu; n là thời gian rời rạc; ik , ijv lần lượt là các phần tử tương ứng với véc-tơ các trọng số xử lý tín hiệu không gian và thời gian. Khi đó biểu thức (3.22) được viết lại dưới dạng véc-tơ. ( ) Tn y X W (3.23) Trong đó:  W V K (3.24) 102 Bắt đầu Nhập các tham số đầu vào của hệ thống xử lý Hình thành các hiệu ứng đầu vào trong khoảng thời gian xử lý Thêm vào sự không đồng nhất trên kênh thu Đặt số liệu thống kê về 0 jT ≥ NumTest Chu kỳ theo các thử nghiệm thống kê của thuật toán chống nhiễu trên cơ sở tự bù trừ Tính toán các đặc tính chống nhiễu trên đầu ra của anten Đúng Sai jT=jT+1 Hiển thị các kết quả và vẽ đồ thị Kết thúc jT=1 Hình 3.11. Lưu đồ thuật toán sửa lỗi kênh trên cơ sở tự bù trừ 103 11 12 1 21 22 2 1 2 N N M M MN v v v v v v v v v                  V        và 21 Mk k     K  trong đó véc-tơ trọng số V được tối ưu theo tiêu chuẩn MPE đã được trình bày trong mục 1.6.1.5 của luận án. Lưu đồ thuật toán chương trình sửa lỗi kênh MPE trên cơ sở tự bù trừ để tính toán các đặc trưng chống nhiễu của máy thu định vị vệ tinh GNSS được thể hiện trên Hình 3.11. Các tham số đầu vào của hệ thống xử lý có thể được tạo mới hoặc nạp từ các dữ liệu thực nghiệm, sau khi có dữ liệu đầu vào là quá trình hình thành các hiệu ứng đầu vào trong thời gian xử lý, bản chất là quá trình tạo tín hiệu có ích đầu vào, nhiễu sau đó được chuẩn hóa để đưa đến đầu vào máy thu. Tín hiệu và nhiễu sau khi được chuẩn hóa được truyền qua kênh bất đồng nhất rồi đưa vào bộ sửa lỗi hai kênh MPE trên cơ sở tự bù trừ thực hiện chu kỳ theo các thử nghiệm thống kê của thuật toán chống nhiễu hai giai đoạn, đầu ra của bộ sửa lỗi hai giai đoạn là các đặc tính chống nhiễu của máy thu định vị vệ tinh như: Tỷ số SINR và hệ số nén nhiễu. Mô phỏng giải pháp sửa lỗi kênh không đồng nhất MPE trên cơ sở tự bù trừ Để đánh giá chất lượng thu tín hiệu của máy thu định vị vệ tinh khi sử dụng giải pháp sửa lỗi MPE trên cơ sở tự bù trừ để sửa lỗi bất đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha. NCS tiến hành mô phỏng các đặc trưng chống nhiễu của máy thu GNSS khi áp dụng giải pháp trên trong các trường hợp kênh đồng nhất và kênh không đồng nhất. Giả thiết trong tất cả các tình huống mô phỏng đều sử dụng các nguồn tín hiệu có ích với công suất -20dB dưới tác động của các nguồn nhiễu dải rộng có độ rộng băng thông là 16MHz, hướng tới tín hiệu vệ tinh (00,00). Bài toán 104 được khảo sát với anten mạng pha 9 phần tử, khoảng cách giữa các phần tử là 2 / 3.56d  , số bộ giữ chậm là 4. Tình huống thứ 1: Có một nguồn nhiễu dải rộng cố định được phân bố trên mặt phẳng nằm ngang với công suất nguồn nhiễu 40dB. Hình 3.12. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 1 Trên Hình 3.12 biểu diễn hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR trong trường hợp có một nguồn nhiễu dải rộng cố định với công suất nguồn nhiễu là 40dB với các trường hợp kênh đồng nhất, kênh bất đồng nhất không có bù trừ, kênh bất đồng nhất có bù trừ với hai tiêu chuẩn tối ưu MMSE và MPE. Nhìn vào kết quả trên Hình 3.12, thấy rằng khi kênh bất đồng nhất thì chất lượng thu tín hiệu của máy thu GNSS bị suy giảm đáng kể, cụ thể so sánh hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR khi kênh bất đồng nhất không không bù trừ và kênh đồng nhất thì hệ số nén nhiễu bị suy giảm 40dB, còn tỷ số SINR bị suy giảm 17dB. Khi kênh bất đồng nhất được sửa lỗi bất đồng nhất giữa các kênh thu với bộ sửa lỗi bất đồng nhất trên cơ sở tự bù trừ thì chất lượng thu máy thu GNSS được cải thiện đáng kể. Cụ thể, hệ số nén nhiễu tốt hơn 17dB và tỷ số SINR tốt hơn 9÷10dB so với trường hợp không bù trừ. So sánh trường hợp sử dụng hai tiêu chuẩn MMSE và MPE cho phương pháp sửa lỗi kênh bất đồng nhất trên cơ sở tự bù trừ thì hiệu quả của hai tiêu chuẩn trên tương đương nhau. Do vậy tiêu chuẩn MPE áp dụng cho phương So buoc tinh toan 104 0 2 4 6 8 10 12 30 40 50 60 70 80 90 100 He so nen nhieu Dong nhat BĐN - Khong bu tru BĐN - Co bu tru - MMSE BĐN - Co bu tru - MPE So buoc tinh toan 104 0 2 4 6 8 10 12 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 Ty so SINR dau ra – tu bu tru Dong nhat BĐN - Khong bu tru BĐN - Co bu tru - MMSE BĐN - Co bu tru - MPE 105 pháp sửa lỗi BĐN trên cơ sở tự bù trừ mà nghiên cứu sinh đề xuất hoàn toàn phù hợp với các yêu cầu của bài toán sửa lỗi bất đồng nhất. Để đánh giá các đặc trưng chống nhiễu của phương pháp sửa lỗi trên cơ sở tự bù trừ theo tiêu chuẩn MPE phụ thuộc vào số lượng nguồn nhiễu dải rộng, NSC mô phỏng các đặc tính chống nhiễu với số lượng nguồn nhiễu thay đổi là 2, 6 và 8 nguồn nhiễu với công suất tổng cộng của các nguồn nhiễu là 40dB. Tình huống thứ 2: Trường hợp số lượng nguồn nhiễu thay đổi là 2,6,8 với tổng công suất các nguồn nhiễu là 40dB. Hình 3.13. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 2 Trên Hình 3.13 biểu diễn hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR của phương pháp sửa lỗi kênh không đồng nhất trên cơ sở tự bù từ với số lượng nguồn nhiễu dải rộng thay đổi là 2,6,8 nguồn nhiễu. Nhìn vào kết quả cho thấy, khi số lượng nguồn nhiễu tăng từ 2 đến 8 thì hệ số nén tín hiệu giảm khoảng 5dB, tỉ số SINR tốt hơn 3dB. Điều đó cũng được lý giải là do tính toán trọng số véc-tơ thuật toán sao cho giản đồ hướng của nhiễu theo hướng “0” và được phình theo hướng đỉnh về phía tín hiệu có ích. Tình huống thứ 3: Có 1 nhiễu dải rộng cố định phân bố trong mặt phẳng ngang, công suất nguồn nhiễu thay đổi giảm xuống còn 15dB. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR trong tình huống 3 được biểu diễn như trên Hình 3.14. Qua các kết quả trên hình cho thấy khi giảm công suất nguồn So buoc tinh toan 104 0 2 4 6 8 10 12 20 25 30 35 40 45 50 He so nen nhieu 2 nhieu 6 nhieu 8 nhieu So buoc tinh toan 104 0 2 4 6 8 10 12 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 Ty so SINR dau ra – tu bu tru 2 nhieu 6 nhieu 8 nhieu 106 nhiễu thì hệ số nén nhiễu bị suy giảm nhưng chất lượng tỷ số SINR trên đầu ra anten vẫn không thay đổi. Điều này có thể kết luận rằng công suất của nguồn nhiễu ảnh hưởng không đáng kể đến chất lượng thu tín hiệu của máy thu GNSS Hình 3.14. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 3 Tình huống thứ 4: Có 8 nhiễu cố định dải rộng, công suất của các nguồn nhiễu lần lượt là [0dB 10dB 12dB 15dB 18dB 22dB 35dB 37 dB]. Các nguồn nhiễu phân bố trên mặt phẳng nằm ngang. Hình 3.15. Hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR tình huống 4 Trên Hình 3.15 biểu diễn hệ số nén nhiễu và tỷ số SINR trên đầu ra anten mạng pha ứng với tình huống số 4. Nhìn vào các kết quả thể hiện trên hình cho thấy khi các nguồn nhiễu có công suất khác nhau hay công suất cố định thì tỷ số SINR trên đầu ra anten mạng cơ bản giống nhau. Do đó, luận án có thể kết luận rằng công suất của nguồn nhiễu không ảnh hưởng đến chất lượng của máy dB dB So buoc tinh toan 104 0 2 4 6 8 10 12 101 He so nen nhieu 8 nhieu - TH4 8 nhieu - 40dB So buoc tinh toan 104 0 2 4 6 8 10 12 -50 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 Ty so SINR dau ra – tu bu tru 8 nhieu - TH4 8 nhieu - 40dB 107 thu khi sử dụng giải pháp sửa lỗi này. Đánh giá vùng không làm việc của máy thu GNSS khi có sửa lỗi bất đồng nhất Để đánh hiệu quả của hai phương pháp sửa lỗi trên khi áp dụng tiêu chuẩn thích nghi MPE đối với vùng không làm việc của máy thu GNSS. Nghiên cứu sinh thực hiện mô phỏng sự phụ thuộc vùng không làm việc vào hệ số bảo vệ của máy thu cho các trường hợp: kênh bất đồng nhất về pha; biên độ hoặc bất đồng nhất về cả pha và biên độ, so sánh với các trường hợp kênh đã được sửa lỗi bất đồng nhất với phương pháp MPE trên cơ sở tự bù trừ và phương pháp sửa lỗi kênh hai giai đoạn MPE trên cơ sở tự hiệu chỉnh. Hình 3.16. Vùng không làm việc của máy thu khi kênh có sửa lỗi Trên Hình 3.16 là các đường cong biểu diễn sự phụ thuộc vùng không làm việc và hệ số bảo vệ của máy thu trong các trường hợp kênh đồng nhất, kênh bất đồng nhất và kênh đã được sửa lỗi bất đồng nhất. Nhìn vào các kết quả thể hiện trên Hình 3.16, NCS có một số nhận xét sau: khi giữa các kênh thu của anten có sự bất đồng nhất về pha, biên độ hoặc cả pha và biên độ thì vùng không làm việc của máy thu tăng lên từ 20% đến 30% so với trường hợp kênh đồng nhất. Khi áp dụng hai giải pháp sửa lỗi kênh hai giai đoạn MPE trên cơ sở tự hiệu chỉnh và giải pháp sửa lỗi kênh bất đồng nhất MPE trên cơ sở tự bù trừ thì vùng không làm việc của máy thu được cải thiện đáng kể. Cụ thể, ở cùng 108 hệ số bảo vệ máy thu -30dB thì vùng không làm việc của máy thu giảm từ 10% đến 15% (Bảng 3.2). Bảng 3.2. So sánh vùng không làm việc của máy thu định vị vệ tinh. Tỷ số bảo vệ Đồng nhất Bất đồng nhất Có sửa lỗi Pha Biên độ Pha và biên độ MPE Tự bù trừ MPE Hai giai đoạn -30dB 24% 52% 58% 58.5% 39% 32% -35dB 13% 39% 49% 50% 20% 23% -40dB 5% 21% 30% 31% 10% 13% Từ Hình 3.16, NCS thống kê các kết quả so sánh vùng không làm việc của máy thu định vị vệ tinh tương ứng với hệ số bảo vệ máy thu lần lượt là - 30dB, -35dB, -40dB. Các kết quả được thống kê chi tiết trong Bảng 3.2. Kết luận Chương 3 Trong chương này NCS đã đề xuất giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh thu trên anten mạng pha thích nghi sử dụng tiêu chuẩn tối ưu MPE thay thế cho tiêu chuẩn MMSE được đề xuất ở công trình [45]. Qua các kết quả mô phỏng và phân tích đối với các tình huống giả lập tín hiệu và nhiễu khác nhau cho thấy các giải pháp NCS đề xuất có hiệu quả tốt hơn, tốc độ hội tụ của thuật toán nhanh hơn. Khi áp dụng phương pháp sửa lỗi hai giai đoạn trên cơ sở tự hiệu chỉnh cũng như phương pháp tự bù trừ với anten mạng pha thích nghi 9 phần tử đối với tiêu chuẩn MPE cho trong trường hợp kênh đồng nhất cũng như không đồng nhất, thì tùy thuộc vào tình huống nhiễu khác nhau tỷ lệ SINR tốt hơn tiêu chuẩn MMSE từ 2dB đến 5dB. Giải pháp sửa lỗi không đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha mà NCS đã được đề xuất sử dụng tiêu chuẩn MPE đạt hiệu quả tốt hơn so với tiêu chuẩn MMSE. Tuy nhiên, khi các kênh thu của anten mạng pha thích nghi xẩy ra hiện tượng bất đồng nhất ở mức cao và trong các điều kiện mất ổn định cao của máy thu định vị vệ tinh, thì phương pháp sửa lỗi trên cơ sở tự bù trừ có chất lượng chống nhiễu tốt hơn. Mặt khác, việc sử dụng anten mạng pha 9 phần 109 tử có những ưu điểm nhất định, tuy nhiên đi kèm với nó là sự trả giá đó là hệ thống anten cồng kềnh hơn, cấu trúc anten phức tạp hơn, chi phí chế tạo tốn kém hơn cũng như tiêu tốn năng lượng của phương tiện mang nhiều hơn. Điều này có nghĩa là phương tiện mang anten mạng pha 9 phần tử cần có kích thước lớn hơn. Chính vì vậy, các kết quả nghiên cứu của NCS đặc biệt phù hợp với các loại UAV có kích thước lớn, có tầm bay xa hơn, có thể thực hiện nhiều chức năng, nhiệm vụ hơn như: trinh sát; giám sát; cảnh báo; tấn công và các hoạt động trong môi trường nhiễu phức tạp. 110 KẾT LUẬN A) Các kết quả nghiên cứu của luận án Nội dung nghiên cứu của luận án đã giải quyết được những vấn đề về các giải pháp kỹ thuật xử lý tín hiệu trên anten mạng pha để giải quyết bài toán sửa lỗi bất đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha cho máy thu định vị vệ tinh nhằm loại bỏ nhiễu, nâng cao chất lượng tín hiệu thu, bảo đảo độ ổn định và độ tin cậy cho máy thu. Với mục tiêu, đối tượng, phạm vi, nội dung nghiên cứu đã được đặt ra và giải quyết trong luận án, có thể rút ra một số kết quả nghiên cứu như sau: 1) Xây dựng mô hình toán học của tín hiệu vệ tinh GNSS dưới sự tác động của các loại nhiễu dải rộng và nhiễu dải hẹp, mô hình kênh thu ĐN và BĐN cho anten mạng pha 9 phần tử. Mô phỏng quá trình xử lý tín hiệu trên anten mạng pha 9 phần tử cho các trường hợp kênh ĐN và BĐN nhằm đánh giá các tham số ảnh hưởng của tính BĐN tới chất lượng chống nhiễu của máy thu GNSS. 2) Xây phương pháp tính vùng không làm việc của máy thu GNSS bằng cách xây dựng các biểu đồ bề mặt tỷ số SINR trên đầu ra anten mạng 3 phần tử và 9 phần tử, vùng làm việc ở hệ số bảo vệ máy thu bằng -30dB và -40dB và sự phụ thuộc vùng không làm của máy thu vào hệ số bảo vệ máy thu trong trường hợp kênh là ĐN với khoảng cách giữa các phần tử anten là / 2d  và 2 / 3.56d  . Từ đó rút ra kết luận rằng anten mạng pha thích nghi với khoảng cách giữa các phần tử anten là 2 / 3.56d  thì đạt hiệu quả hơn. 3) Trên cơ sở các vấn đề đã nghiên cứu, NCS đề xuất các giải pháp sửa lỗi bất đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha 9 phần tử với khoảng cách giữa các phần tử là 2 / 3.56d  sử dụng tiêu chuẩn MPE thay thế cho tiêu chuẩn MMSE đã được đề xuất ở công trình [45]. Mô phỏng và đánh giá hiệu quả của phương pháp thông qua việc khảo sát vùng không làm việc và các đặc 111 trưng chống nhiễu của máy thu GNSS trong các trường hợp kênh thu là đồng nhất hoặc bất đồng nhất về biên độ, pha hoặc cả biên độ và pha, sử dụng hai thuật toán sửa lỗi bất đồng nhất mà NCS đã đề xuất. B) Một số đóng góp mới của luận án: 1) Đã xây dựng phương pháp tính vùng không làm việc và các đặc tính chống nhiễu của máy thu định vị vệ tinh sử dụng tiêu chuẩn tối ưu MPE trên anten mạng pha 9 phần tử với khoảng cách giữa các phần tử anten là 2 / 3.56d  . 2) Đã đề xuất các giải pháp sửa lỗi hai giai đoạn MPE trên cơ sở tự hiệu chỉnh và phương pháp sửa lỗi MPE trên cơ sở tự bù trừ sử dụng phương pháp phân hoạch ma trận riêng, véc-tơ riêng nhằm sửa lỗi bất đồng nhất giữa các kênh trên anten mạng pha cho máy thu định vị vệ tinh, nâng cao chất lượng thu tín hiệu GNSS, bảo đảm độ ổn định và độ tin cậy cho máy thu. C) Một số kiến nghị và đề xuất, hướng nghiên cứu tiếp: Qua các kết quả nghiên cứu và những đóng góp mới của luận án, NCS kiến nghị sử dụng anten mạng pha 9 phần tử với khoảng cách giữa các phần tử là 2 / 3.56d  kết hợp với hai phương pháp sửa lỗi BĐN giữa các kênh trên anten mạng pha đã đề xuất trong luận án cho các máy thu định vị vệ tinh, đặc biệt cho các thiết bị trên khoang và các loại vũ khí công nghệ cao hiện nay có sử dụng hệ thống định vị dẫn đường bằng vệ tinh. Trong điều kiện nghiên cứu còn hạn chế, NCS mới chỉ thực hiện khảo sát thực nghiệm bằng kỹ thuật mô phỏng với các giả thiết tình huống tín hiệu và nhiễu cụ thể. Hướng phát triển tiếp theo của luận án cần phải thực hiện hóa kết quả nghiên cứu trên phần cứng và khảo sát thực nghiệm trên thực tế. Kết quả nghiên cứu của luận án có thể phát triển trong các ứng dụng cho các máy thu của hệ thống định vị và dẫn đường bằng vệ tinh trên khoang. 112 DANH MỤC CÁC CÔNG TRÌNH KHOA HỌC ĐÃ CÔNG BỐ 1. Ngo Xuan Mai, Hoang The Khanh, Le Ky Bien (2017), “Нерабочие зоны СРНС при помехозащите” Антенны, pp.37-47, № 4.2017 2. Ngô Xuân Mai, Hoàng Thế Khanh, Nguyễn Huy Hoàng (2018), “нерабочие зоны срнс приемника при помехозащите c 4- элемелтной антенной решеткой”, Tạp chí Nghiên cứu khoa học và công nghệ quân sự, Viện KH-CN QS, số 53-2/2018, tr. 61-70. 3. Ngô Xuân Mai, Hoàng Thế Khanh, Nguyễn Huy Hoàng, Lê Thị Trang (2018), “Nghiên cứu sự ảnh hưởng của tính không đồng nhất giữa các kênh thu tới hiệu quả chống nhiễu khi thu tín hiệu vệ tinh GPS/GLONASS của anten mạng pha”, Hội thảo quốc gia “Ứng dụng công nghệ cao vào thực tiễn”, Tạp chí Nghiên cứu khoa học và công nghệ quân sự, Viện KH-CN QS, Số đặc san FEE-2018, 8-2018, tr.164- 171. 4. Ngô Xuân Mai, Phùng Quang Thanh, Hoàng Thế Khanh, Nguyễn Huy Hoàng (2019), “Proposed methods for heterogeneous error correction of receive channel for GNSS anti-interference devices”, Tạp chí Nghiên cứu khoa học và công nghệ quân sự, Viện KH-CN QS, số 5/2019. 5. Ngô Xuân Mai, Hoàng Thế Khanh, Nguyễn Huy Hoàng (2019), “Phương pháp sửa lỗi không đồng nhất của kênh thu cho các máy thu GNSS với tiêu chuẩn MPE”, Tạp chí Nghiên cứu khoa học và công nghệ quân sự, Viện KH-CN QS, số 8/2019. 113 TÀI LIỆU THAM KHẢO Tiếng Việt 1. N. T. Bình (2015), “Nâng cao chất lượng cho các thiết bị định vị dẫn đường sử dụng GPS phục vụ bài toán giám sát phương tiện giao thông đường bộ”, Luận án Tiến sỹ Kỹ thuật, ĐH GTVT - 2015. 2. D. M. Hùng (2017), “Nghiên cứu thuật toán xử lý tín hiệu nhằm nâng cao chất lượng cho hệ bám tham số tín hiệu GPS khi thu tín hiệu yếu và có nhiễu đa đường”, Luận án Tiến sỹ Kỹ thuật, HVKTQS - 2017. 3. P. Anh, Lý thuyết và kỹ thuật anten, bản in lần 5, Hà Nội: Nhà Xuất bản Khoa học và Kỹ thuật, 2007. Tiếng Anh 4. M. F. K. M. R.L. Fante (2004), “Effect of adaptive array processing on GPS signal crosscorrelation”, www.mitre-corporation.com. 5. F. N. Manikas A (1994), “Modeling and estimation of mutual coupling between array elements.”, ICASSP proceeding, April. 6. Balanis (2007), Antenna Theory, Analysis and Design., Constantine A. 7. Y. S. B. L. F. W. Lixun Li (2015), “Phase and Group delay Analysis for Patch Antenna.”, IEEE. 8. Global Navigation Satellite Systems (2012), New York: UNITED NATIONS. 9. E. F. Davide Margaria (2013), “Impact of the Group Delay on BOC(M,N) Tracking. ”, IEEE. 10. R. Fante (2004), “Principles of adaptive space-time polarization cancellation of broadband interference.”, The MITRE Corp. 11. I. Frost.0. L. (1972), "An Algorithm For Linearly Constrained Adaptive," PROC. IEEE, vol. 60, pp. 926-935. 12. R. F. a. J. Vacarro (1998), "Cancellation of jammers and jammer multipath in a GPS receiver," IEEE AES, pp. 25-28. 13. R. A. I. Seung-Jun Kim, Space-Time Adaptive Processing for GPS Receiver Synchroniazation and Interference Rejection, Department of 114 Electrical and Computer Engineering, University of California. 14. A. S.P. (1976), "Adaptive arrays," IEEE Trans. Antennas propagation., pp. 585-598,. 15. M. T. H. E. M. K. A. N. M. K. O. Elmasry (2018), "Examining The Benefits of Multi-GNSS Constellation for The Positioning of High Dynamics Air Platforms Under Jamming Conditions," Navigation and Instrumentation Research Group, Canada. 16. E. Kaplan (1996), "Understanding GPS: Principles and Applications," Boston: Artech House. 17. M. S. M. L. N. K. Grace Xingxin Gao (2016), "Protecting GNSS Receivers From Jamming and Interference," Proceedings of the IEEE, vol. 104, pp. 1327-1338. 18. L. Godara (2004), Smart Antennas, CRC Press, 2004. 19. R. F. J. Vaccaro (4/2000), "Wideband cancellation of interference in a GPS receive array", IEEE transactions on aerospace and electronic systems, vol. 36, pp. 549-564. 20. K. I. Lyusin S.V.(1997), "Techniques for Improving Antijamming Performance of Civil GPS/GLONASS Receivers," Nashwille, pp. 1489- 1496. 21. T. Kersten (2012), "On the Impact of Group Delay Variations on GNSS Time and Frequency Transfer," IEEE. 22. M. Jones (4/2017), "www.gpsworld.com," [Online]. Available: https://www.gpsworld.com/anti-jam-technology-demystifying-the-crpa/. 23. J. W.Betz (2013), "GNSS_past_present_future". 24. H. G (1998), "Space-time adaptive processing applied to GPS adaptive array," Proceedings of ASAP conference at M.I.T. Lincoln laboratory. 25. C. F. Prades (2005), "Advanced signal processing techniques for GNSS receivers," Department of Signal Theory and Communications Universitat Politecnica de Catalunya. 26. W. B.(1979), "A Review of Adaptive Antennas," Springer, vol. 66. 27. R. S (2004), "Jamming Protection of GPS Receivers Part I : Receiver Enchancement," vol. 15, pp. 54-59. 28. R. S (2004), " Jamming Protection of GPS Receivers Part II: Antenna 115 Enchancement.," GPS World, vol. 15, pp. 38-45, 2004. 29. M. Jones (2017), "GNSS Protection Overview 2017," in Senior Consultant Engineer & Capability Lead. 30. E. c. A. G. D. Y. W. S. W. Paiwang (2017), "Time Frequency and statistical inference based interference detection technique for GNSS Receivers," IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS, vol. 53, pp. 2865-2879, 2017. 31. C. B. a. T. A. F. Van Graas (2004), "GPS antenna phase and group delay corrections," in Proc. ION NTM, CA, pp. 399-408, 2004. 32. Haimovich, A. (1996). The eigencanceler: Adaptive radar by eigenanalysis methods. IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, 32(2), 532-542. 33. Xiangrong Wang, Moeness Amin, Fauzia Ahmad, Elias Aboutanios (2016), "Interference DOA Estimation and Supperession for GNSS Receivers using Fully Augmentable Arrays", vol 11, IET Radar, Sonar & Navigation. 34. Yanyun Gong, Ling Wang, Zhaolin Zhang (2017), "A Novel interference Suppression Method based on Eigenanalysis interference Canceler for Satellite Navigation", Proceedings of the 30th International technical meeting of Satellite Division of the Institute of Navigation (ION GNSS+2017), Portland, Oregon, pp. 1241-1257 35. Bingfeng, Yize Sun (2019), "A Robust Eigenanalysis Interference Canceler Using Sensitivity-Based of Sources Estimation", International journal of pattern Recognition and Artificial Intelligence, vol.33, No. 05, 2019 36 Teng Long, YongXu Liu, Xiaopeng Yang, YuZe Sung (2013), "Improved eigenanalysis canceler based on data-independent clutter subspace estimation for space-time adaptive processing", Sci China Inf Sci. 56, 1- 10 (2013) 37. Gong, Yanyun & Wang, Ling & Yao, Rugui & Zhang, Zhaolin (2017), "A Robust Method to suppress jamming for GNSS array antenna based on Recontruction of sample covariance matrix", International journal of Antennas and Propagation, pp 1-12. 116 Tiếng nga 38. Глобальная спутниковая навигационная система ГЛОНАСС (1991), Интерфейсный контрольный документ, М.: Главкосмос, 1991. 39. Н. А. Х. Т. Иванов А.М.(2006), “Чувствительность методов режекции помех к влиянию дестабилизирующих факторов,” Материалы 61-й научно-технической конференции НТО РЭС. СПб, nº апрель, pp. С.28-29. 40. ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования (2005)/ Изд, Изд. 3-, перераб. – М :Радиотехника. 41. П. М. Щесняк С.С (1996), Адаптивные антенны, СПб., ВИКА им.А.Ф.Можайского. 42. И. Ю. С. Т. и. д. Громов Г.Н (2001), Адаптивная пространственно- доплеровская обработка эхо-сигналов в РЛС управления воздушным движением, ФГУП ВНИИРА. 43. М. Т. Монзинго Р.А, Адаптивные антенные решетки: Введение в теорию, Пер. санлг. – М.: Радио и связи, 1986. 44. Д. В. К. Е. Немов А.В.(2001), “Сравнение разрешающей способности псевдооценнок углового спектра на основе”, №12. 45. Хоанг Тхе Кхань (2006), Методы и алгоритмы многоканальной цифровой фильтрации помех для аппаратуры потребителей СРНС. 46. Уидроу Б (1989), “Стирнз С. Адаптивная обработка сигналов: Пер. с англ.,” М.: Радио и связь,, p. 440с.