Khảo sát nghiên cứu hệ thống truyền động thang máy dùng biến tần 4 góc phần tư

phần tư thực hiện trao đổi công suất giữa tải và lưới. Dòng đầu vào có dạng hình sin và hệ số công suất có thể điều chỉnh bằng 1. Sơ đồ cấu tạo biến tần dùng chỉnh lưu PWM được trình bày trên Hình 3.1. Hình 3.1. Sơ đồ nguyên lý chỉnh lưu PWM. Sơ đồ trên bao gồm hai khối chỉnh lưu và nghịch lưu có cấu tạo như nhau và có chung mạch một chiều, vì vậy thường được gọi là sơ đồ “ dựa lưng vào nhau”. (back –to-back). Ngoài ra đầu vào biến tần có lắp thêm cuộn cảm L. Phân tích chế độ làm việc bồn góc phần tư: Để đảm bảo công suất trao đổi hai chiều giữa lưới và tải dòng điện chỉnh lưu Id phải thay đổi được dấu. Ta gọi Id có dấu dương khi nó có chiều hướng về tải và ngược tải có dấu âm khi chiều của nó hướng về lưới. Vì dấu điện áp một chiều là cố định nên công suất có thể thay đổi hai chiều từ lưới về tải và từ tải về lưới Để thực hiện được nguyên lý làm việc trên biến tần cần có điều kiện: Bắt buộc phải có điện cảm đầu vào Giá trị điện áp một chiều Udc được điều chỉnh không đổi và phải lớn hơn giá trị điện áp chỉnh lưu tự nhiên từ lưới. Do khoá đóng cắt hai chiều (tranzisto và điốt ngược) kết hợp với mạch vòng dao động L – C tạo nên điện áp một chiều Để giải thích nguyên lý làm việc chỉnh lưu PWM ta dùng sơ đồ thay thế một pha trên Hình 3.2. Hình 3.2. Sơ đồ thay thế và giản đồ véctơ chỉnh lưu PWM. Hình 3.2a là sơ đồ thay thế Us là điện áp tải (mạch một chiều - nghịch lưu - động cơ KĐB) được quy đổi về điểm a. Ta có giản đồ véc tơ tổng quát trên Hình 3.2b. Nếu điều khiển chỉnh lưu PWM để véc tơ dòng điện trùng với véc tơ ta có cos = 1 và công suất . Khi véctơ dòng điện ngược với véc tơ ta có cos = 1 và công suất ( ứng với chế độ hãm tái sinh). Như vậy hai vấn đề về trao đổi công suất tác dụng và các hiệu hệ số cos đã được làm rõ. Để thực hiện dòng điện đầu vào có dạng hình sin người ta dùng phương pháp biến điệu véc tơ không gian như theo nghịch lưu (SVPWM). Ta có ba có khoá bán dẫn cho ba pha Sa Sb Sc . Mỗi khoá có hai trạng thái đóng 1 và cắt 0, tạo ra sáu véc tơ điện áp tác dụng (V1 V2 V3 V4 V5 V6 ) và hai trạng thái không là 111 và 000 . Các trạng thái đóng cắt trình bày trên Hình 3.4. Nguyên lý làm việc SVPWM được trình bày ở mục (3.2). Hình 3.3. Véc tơ điện áp trong SVPWM Hình 3.4. Trạng thái đóng cắt các khoá b) và véctơ điện áp a). 3.2.Điều chế vector không gian PWM. Phương pháp điều chế rộng xung theo kiểu vector không gian SVPWM (Space Vector Pulse Width Modulation) là phương pháp hiệu quả cao trong để tạo ra 6 xung điều khiển nghịch lưu cho một hệ truyền động. Sơ đồ nguyên lý mạch nghịch lưu được minh hoạ trong hình (3.5). Chùm xung kích thích UMC + _ C A B Hình 3.5. Sơ đồ mạch nghịch lưu áp Ta biết rằng tại mỗi thời điểm thì mỗi pha của động cơ có thể được nhận một trong hai trạng thái: "1" nối với cực "+" của Vd. "0" nối với cực "-" của Vd. Ta có 3 cặp van bán dẫn nên tồn tại 23 = 8 trạng thái logic ứng với 8 vector điện áp chuẩn u0, u1..., u7. Trong đó vector u0 ứng với trường hợp cả 3 cuộn dây nối với cực âm, vector u7 ứng với trường hợp cả 3 cuộn dây nối với cực dương. Cả 2 vector u0 và u7 đều có module bằng 0. Bảng 3.1 Các trạng thái logic của các pha động cơ. Cuộn dây pha 0 1 2 3 4 5 6 7 Pha A 0 1 1 0 0 0 1 1 Pha B 0 0 1 1 1 0 0 1 Pha C 0 0 0 0 1 1 1 1 a u1 u6 S6 u5 S4 S3 S2 S1 u2 Q1 Q2 u3 b u4 S5 Q4 Q3 Cuộn dây pha b Cuộn dây pha a Cuộn dây pha c Vị trí tương đối của các vector chuẩn so với các trục a, b như sau: Hình 3.6. Các vector điện áp chuẩn u1, u2,...,u7 Các vector chuẩn chia không gian thành 6 phần: S1, S2, S3, S4, S5, S6. Q1, Q2, Q3, Q4 là các góc phần tư. Nhiệm vụ của chúng ta là dựa vào 8 vector điện áp chuẩn này để xây dựng (điều chế) ra 1 vector điện áp bất kỳ. Nguyên lý điều chế: b u2 ut u1 up us a Hình 3.7.Biểu diễn vetor điện áp từ 2 vector biên Giả sử vector cần thực hiện us nằm ở góc phần sáu S1, khoảng giữa 2 vector chuẩn u1, u2. Ta sẽ tìm cách tính us theo các vector u1 và u2. Điện áp sẽ cần phải tính đổi thành các thời gian đóng ngắt của các cặp van trong 1 chu kỳ trích mẫu. Để đơn giản ta giả thiết toàn bộ chu kỳ là chu kỳ có ích sẽ được sử dụng để thực hiện các vector. Khi khoảng dân của mỗi van là 1800 thì biên độ của các vector điện áp chuẩn luôn bằng nhau: |us|max=|u1| = |u2| = |u3| = |u4|= |u5| = |u6| Ta thấy: us = ut + up Trong đó: up, ut là vector biên trái, biên phải, có hướng trùng với hướng của các vector chuẩn u1, u2. up, ut được xác định bằng trạng thái logic của u1 trong khoảng thời gian Tp và u2 trong khoảng thời gian Tt. với T là chu kỳ trích mẫu. Để tính được Tp, Tt cần phải biết được module của các vector up, ut. Do us đã được thực hiện trong khoảng thời gian Tp + Tt nên trong khoảng thời gian còn lại của chu kỳ trích mẫu T - (Tp+Tt) sẽ thực hiện 1 trong 2 vector có module bằng 0 là u0 hoặc u7. us = up + ut + u0 (u7) = (3-1) Trình tự thực hiện các vector phải được tính toán sao cho trong phạm vi 1 chu kỳ số lần chuyển mạch của các cặp van là ít nhất. Khi có hiệu suất của hệ sẽ tăng do tổn hao đóng cắt giảm. Trạng thái logic của các vector trên như sau: Bảng 3.2 Trạng thái logic của các vector: u0 u1 u2 u7 A 0 1 1 1 B 0 0 1 1 C 0 0 0 1 Từ bảng trên ta thấy rằng: Nếu trạng thái cuối cùng là u0 thì trình tự thực hiện là: u1 đ u2 đ u7 Nếu trạng thái cuối cùng là u7 thì trình tự thực hiện là: u2 đ u1 đ u0 Đây là trình tự thực hiện có lợi nhất vì khi đó mỗi nhánh van chỉ phải chuyển mạch 1 lần trong cả chu kỳ T. Mẫu xung của vector điện áp thuộc S1: 000 100 110 111 110 100 100 000 u1 u2 u7 u2 u1 u0 TP Tt T7 Tt TP T0 T T Tpuls u v w Hình 3.8. Mẫu xung của vector điện áp thuộc S1. Từ hình vẽ trên thấy rằng 1 chu kỳ xung bao hàm việc thực hiện 2 vector điện áp kế tiếp. Để dễ dàng trong tính toán thời gian đóng ngắt các van, vector us thường được cho dưới dạng thành phần hình sin: usa, usb. Module của các vector biên phải và biên trái up, ut được tính tuỳ thuộc vào vị trí của us ở trong góc phần tư và phần sáu nào và được tập hợp trong bảng sau: Bảng 3.3 Xác định module các vector biên. |up| |ut| S1 Q1 S2 Q1 - Q2 - S3 Q2 S4 Q2 S5 Q3 - Q4 - S6 Q4 Đặt a = ; b = ; c = Để xác định đúng vị trí của us ta thực hiện các bước như sau: - Xét dấu của usa, usb để tìm góc phần tư của us - Biểu thức b đổi dấu khi đi qua biên giới giữa 2 góc phần sáu. Ta tính thời gian đóng ngắt các van như sau: Góc phần sáu thứ nhất (S1): Góc phần sáu thứ hai (S2): Góc phần sáu thứ ba (S3): Góc phần sáu thứ tư (S4): Góc phần sáu thứ năm (S5): Góc phần sáu thứ sáu (S6): Thuật toán điều chế vector điện áp không gian gồm 2 bước chính: - Xác định vị trí của us để xác định công thức tính module của 2 vector biên. - Tính thời gian đóng ngắt các IGBT. Lưu đồ thuật toán: Bảng 3.4 Lưu đồ thuật toán điều chế vector không gian S1 S2/Q1 S2/Q2 S3 S4 S5/Q3 S5/Q4 S6 Tính thời gian đóng ngắt Đúng Sai Đúng Sai b< 0 Đúng Sai b< 0 Đúng Sai b< 0 Đúng Sai b< 0 Q2 Q1 Q3 Q4 Đúng Sai usa < 0 usa < 0 Đúng Sai usb < 0 Tính các biểu thức a, b, c Nhập số liệu usa và usb 3.3.Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM. Từ hai đại lượng véctơ cơ bản là điện áp từ thông ảo để xây dựng phương pháp điều khiển chỉnh lưu. Hiện nay có hai phương pháp điều khiển CLPWM: phương pháp điều khiển định hướng theo véctơ điện áp VOC và phương pháp điều khiển trực tiếp công suất DPC. Các phương pháp điều khiển chỉnh lưu PWM. Điều khiển theo véctơ điện áp Điều khiển theo véctơ từ thông ảo VOC DPC VFOC VF-DPC Kết hợp với hai đại lượng véctơ cơ bản, như vậy ta có bốn cấu trúc điều khiển CLPWM (xem Hình 3.9). Hình 3.9. Các phương pháp điều khiển CLPWM. Hệ điều khiển biến tần dùng chỉnh lưu PWM với động cơ không đồng bộ có các phương án được trình bày trên Hình 3.10. Hình 3.10. Hệ truyền động động cơ KĐB biến tần CLPWM với các phương pháp điều khiển. 3.4.Cấu trúc điều khiển chỉnh lưu PWM theo phương pháp trực tiếp công suất DPC. Phương pháp điều khiển trực tiếp công suất PDC cho CLPWM được phát triển từ ý tưởng điều khiển trực tiếp mômen DTC của truyền động động cơ KĐB. Trong đó hai đại lượng của DTC là mômen và từ thông được thay bằng công suất p và q (xem Hình 3.11). Đo dòng điện và đánh giá công suất tức thời, điện áp lưới hoặc từ thông ảo Hình 3.11. Cấu trúc điều khiển CLPWM theo DPC. ở đây ta điều khiển với lượng đặt công suất phản kháng (tức là cosj =1). Lượng đặt công suất tác dụng p* được lấy từ đầu ra bộ điều chỉnh điện áp một chiều (tỷ lệ với idc ) nhân với lượng đặt điện áp một chiều Udc. Hai bộ điều chỉnh công suất được thiết kế khâu đóng cắt có đặc tính từ trễ (đặc tính rơle) trong đó: (3-2) Hq và Hd là băng trễ. Biến điều khiển dq và dp được kết hợp với vị trí véctơ điện áp hoặc vị trí véctơ từ thông ảo đưa vào bảng đóng cắt tương tự như DTC Việc phân vùng cho vị trí véctơ điện áp hoặc véctơ từ thông ảo có thể chọn 6 hoặc 12 vùng. Nếu phân thành 6 vùng ta có: với n = 1,2.....6 và với n = 1,2.....12 đối với 12 vùng. 3.4.1.Ước lượng công suất theo véctơ điện áp. (3-3) (3-4) giá trị điện áp UL được tính theo công thức : (3-5) Vị trí véctơ điện áp được tính theo : (3-6) Cấu trúc khâu ước lượng công suất và điện áp được trình bày trên Hình 3.12. Ta cần đo ia, ib, Udc và thông tin về trạng thái khoá Sa SbSc. Hình 3.12. Khâu ước lượng công suất và điện áp. 3.4.2.Ước lượng công suất theo véctơ từ thông ảo. Từ thông ảo được xác định qua véctơ điện áp đầu vào CLPWM, (3-7) Trong đó (3-8) Để tính toán công suất ta sử dụng công thức (3-9) Công suất tác dụng và phản kháng được tính từ (3-9) trong hệ toạ độ với véctơ từ thông ảo là: (3-10) Với giá trị dòng điện ta tính được theo (3-7) và (3-8). Với giá trị từ thông và iL ta tính được p,q theo (3-9). Cấu trúc khâu ước lượng p,q theo đại lượng véctơ từ thông ảo được trình bày trên Hình 3.13. Hình 3.13. Khâu ước lượng q, p theo . 3.4.3. Đặc điểm cơ bản của điều khiển trực tiếp công suất DPC cho chỉnh lưu PWM. Như phần trên đã nêu điều khiển DPC được phát triển từ ý tưởng của điều khiển trực tiếp mômen động cơ KĐB. Nên về nguyên lý cơ bản để xây dựng bộ điều khiển công suất DPC cũng tương tự như DTC, có nghĩa là phải thiết kế được bộ điều khiển đóng cắt có đặc tính từ trễ để gia công tín hiệu dp ,dq ; lựa chọn số vùng véctơ điện áp từ đó kết hợp với vị trí véctơ điện áp để xây dựng bảng đóng cắt tạo nên véctơ điều khiển điện áp cho chỉnh lưu PWM. Tuy nhiên DPC có đặc điểm riêng, không thể áp dụng một cách máy móc điều khiển DTC cho DPC. Cụ thể: tần số điện áp nguồn là không đổi khác với DTC biến thiên trong dải rộng. Giá trị tức thời công suất tác dụng và phản kháng bị ảnh hưởng nhiều vào vị trí véctơ điện áp và sự thay đổi của dòng điện cả về pha và biên độ Hình 3.14. Sự biến thiên giá trị công suất tức thời. Trên Hình 3.14 minh hoạ cho bốn trường hợp thay đổi giá trị tức thời của p và q khi véctơ dòng điện biến đổi trong giới hạn với hai vị trí (trên Hình 3.14b,c) với hai vị trí (trên Hình 3.14a,d) với hai vị trí (trên Hình 3.14c,d) với hai vị trí (trên Hình 3.14a,b) với công suất đặt tại điểm M. 3.4.4.Bộ điều khiển công suất. Bộ điều khiển công suất có đặc tính trễ có ảnh hưởng lớn đến chất lượng hệ: đặc biệt là sóng hài bậc cao dòng điện, tần số đóng cắt, dao động đập mạch công suất và tổn thất công suất. Do vậy việc lựa chọn tham số băng trễ và cấu trúc điều khiển rất quan trọng. Thông thường bộ điều khiển sử dụng so sánh hai mức hoặc ba mức. Ta có ba phương án cho bộ điều khiển trình bày trên Hình 3.15abc. Hình 3.15. Bộ điều khiển công suất a) hai mức b) hai – ba mức c) ba mức. Bộ điều khiển hai mức có 4 trạng thái thí dụ bộ điều chỉnh công suất phản kháng Nếu thì dq = 1 Nếu và thì dq =0 Nếu và thì dq = 1 Nếu thì dq = 0 Đối với bộ điều chỉnh ba mức ta có sáu trạng thái Nếu thì dq = 1 Nếu và thì dq = 0 Nếu và thì dq = 1 Nếu và thì dq = -1 Nếu và thì dq = 0 Nếu thì dq = -1 Chọn bộ điều khiển so sánh ba mức theo đặc tính tốt hơn hai mức. Tần số đóng cắt phụ thuộc vào độ rộng băng trễ và số phân vùng véctơ. 3.4.5.Lựa chọn phân vùng véctơ và băng đóng cắt. Có hai sự lựa chọn phân vùng véctơ: 6 vùng 12 vùng trình bày trên Hình 3.16 Hình 3.16. Phân vùng véctơ. Bảng 3.5 Bảng đóng cắt cho DPC với bộ điều khiển hai mức 12 vùng véctơ dp dq Sector 1 Sector 2 Sector 3 Sector 4 Sector 5 Sector 6 Sector 7 Sector 8 Sector 9 Sector 10 Sector 11 Sector 12 1 0 101 101 100 100 110 110 010 010 011 011 001 001 1 110 111 010 000 011 111 001 000 101 111 100 000 0 0 101 100 100 110 110 010 010 011 011 001 001 101 1 100 110 110 010 010 011 011 001 001 101 101 100 Có thể mô tả bằng biểu thức toán học cho phân vùng véctơ: (3-11) n = 1,2......6 n = 1,2......6 Với sự phân vùng là 6 hoặc 12 khi giá trị tức thời công suất thay đổi sẽ hạn chế số véctơ sử dụng. Trên bảng 3.5 trình bày bảng đóng cắt cho DPC với bộ điều khiển hai mức 12 vùng véctơ. Kết luận: Biến tần 4Q sử dụng chỉnh lưu PWM có ưu điểm hơn hẳn so với biến tần nguồn áp dùng chỉnh lưu điốt không những nó đảm bảo trao đổi công suất giữa tải và lưới theo hai chiều mà nó còn góp phần nâng cao hệ số cos và giảm sóng điều hoà bậc cao đối với lưới. Tuy vậy giá thành của loại biến tần này cao gần gấp đôi so với biến tần thông thường. Do vậy chỉ sủ dụng thích hợp với công suất lớn và truyền động yêu cầu hãm tái sinh như cơ cấu nâng hạ tải trọng, thang máy. Một số máy bơm, quạt gió công suất lớn có yều cầu điều chỉnh tốc độ, nếu ứng dụng biến tần 4Q sẽ tiết kiệm đáng kể điện năng. 3.5.Cấu trúc điều khiển nghịch lưu định hướng theo từ trường rotor – FOC. Trước đây ta đã đề cập đến vấn đề điều khiển động cơ không đồng bộ theo công thức : để có thể điều khiển được chính xác tương tự như động cơ một chiều (điều khiển độc lập thành phần kích từ yr và thành phần dòng phần ứng is). Như vậy hệ điều khiển cũng tương tự như hệ điều khiển động cơ một chiều. Rw Riư Rikt w* ikt* iư* Hình 3.17.Mô hình điều khển động cơ một chiều. Ta sẽ xây dựng một hệ điều khiển tương tự cho động cơ không đồng bộ nhưng trên toạ độ dq. Như vậy động cơ cũng phải biểu diễn trên dq , lượng đặt là w và isd : Rw Risq Risd w* Isd* Isq* Nhánh kích từ Nhánh mômen Hình 3.18. Tư tưởng điều khiển ĐCKĐB. Như vậy ta đã tách biệt được dòng điện stator thành 2 thành phần Isd tỷ lệ với từ thông rotot , thành phần Isq tỷ lệ với momen điện từ của động cơ. Đây chính là cơ sở lý thuyết của phương pháp điều chỉnh tựa theo từ thông rotor. Phương pháp điều khiển cả biên độ và vị trí pha của véc tơ dòng điện (điện áp) giúp tạo được hệ thống điều chỉnh từ thông hoàn hảo mà không cần sử dụng cảm biến từ thông động cơ. Trong chế độ xác lập véc tơ từ thông rôto quay đồng bộ với từ trường quay stato, nếu ta chọn véc tơ này trùng với trục của hệ thống toạ độ quay đồng bộ thì ta có hình ảnh như trên Hình 3.19. Hình 3.19. Đồ thị véc tơ cho phương pháp điều khiển véc tơ tựa từ thông rôto. Trong đồ thị trên hình 3.19, ở chế độ xác lập thì vì tất cả các véc tơ đều quay đồng bộ với hệ trục toạ độ nên góc g là hằng số và do đó các thành phần của dòng điện chiếu lên hệ trục cũng sẽ là một chiều (biến thiên rất chậm). Đây là một lợi thế rất lớn của phương pháp để có thể dễ dàng tổng hợp các bộ điều chỉnh kiểu vô hướng, theo từng chiều (thành phần) của véc tơ dòng điện. Vì trục trùng với véc tơ từ thông rôto nên: cũng trùng với véc tơ do đó ta nói isx là “thành phần sinh ra từ thông rôto” Mặt khác mômen của động cơ là: (3-12) Nếu ta giữ được biên độ véc tơ từ thông rô to không đổi ( bằng các bộ điều chỉnh cần thiết) thì mômen của động cơ tỷ lệ thuận với thành phần dòng điện stato chiếu lên trục , isy, và do đó người ta gọi thành phần dòng điện này là “ thành phần dòng điện sinh mômen”. Phương pháp điều khiển như vậy gọi là “điều khiển tựa từ thông rôto” (Field Oriented Control – FOC). Trong phương pháp này phải xác định được vị trí góc của véc tơ từ thông, góc này chính là tổng giữa vị trí góc của trục dây quấn rô to và góc trượt: để ý rằng: Biên độ của từ thông rôto cũng vẫn được tính toán nhận dạng bằng một mô hình từ thông (MHTT) để cung cấp tín hiệu phản hồi cho bộ điều chỉnh giữ biên độ từ thông không đổi. Mặt khác để ý rằng trong đoạn làm việc của đặc tính cơ coi là tuyến tính thì mômen tải tỷ lệ thuận với độ trượt s, hay tốc độ trượt Tổng hợp các phân tích trên đây có thể xây dựng được sơ đồ khối đơn giản nhất của phương pháp điều khiển tựa từ thông rôto. ở đây ta sẽ không thấy “rõ” một kênh điều chỉnh tần số, tuy nhiên quá trình điều chỉnh tấn số đã được “ẩn” trong việc điều khiển thành phần isy tức là làm cho véc tơ có đầu mút vẽ lên một đoạn quỹ đạo sao cho vẫn điều khiển được mômen mà từ thông rôto là không đổi. Quá trình ấy được mô tả như sau, với giả thiết vị trí véc tơ từ thông rô to biến thiên chậm hơn so với véc tơ dòng điện (và điện áp) stato. Giả thiết muốn tăng tốc độ, cần tạo ra mômen điện từ lớn hơn mômen tải, ta phải vừa tăng biên độ is , vừa quay nhanh véc tơ is sao cho góc lớn hơn trước, để làm được việc này cần tăng tần số chuyển mạch của biến tần. Kết quả là mômen điện từ tăng lên, gia tốc trở nên dương và tốc độ rôto bắt đầu tăng lên. Khi tốc độ tăng lên thì đồng thời làm cho góc ã giảm dần, khi góc này đạt được giá trị ban đầu (trước khi tăng tốc) thì mômen điện từ cân bằng mômen tải, hệ thống làm việc xác lập với tần số và tốc độ lớn hơn giá trị ban đầu. Hình 3.20. Điều khiển tựa từ thông rôto trực tiếp. Mô hình từ thông (MHTT) được thành lập từ hai phương trình sau : (3-13) bằng cách cộng vào hai vế của phương trình một lượng tương ứng (3-14) Trong đó Tr = Lr /Rr là hằng số thời gian điện từ của mạch rôto. Để ý rằng các biểu thức trong ngoặc đơn của hai phương trên tương ứng là thành phần dọc trục và thành phần ngang trục của véc tơ từ thông rôto, nên ta có: Mô hình trên Hình 3.21 biểu diễn cách giải hai phương trình vi phân này. Hình 3.21. Mô hình MHTT từ dòng điện. Nhận xét thấy rằng mô hình này có nhược điểm là rất nhạy với sự biến thiên thông số của động cơ, nhất là điện trở rôto có thể thay đổi đến 50% giá trị chuẩn do sự thay đổi nhiệt độ và hiệu ứng mặt ngoài. Tuy nhiên mô hình có ưu điểm là khá đơn giản, và phù hợp cho vùng tốc độ dưới tốc độ cơ bản. Điều khiển véc tơ tựa từ thông rôto cho ta họ đặc tính cơ của động cơ không đồng bộ giống hệt họ đặc tính cơ của động cơ một chiều kích từ độc lập ở vùng từ thông không đổi. Hình 3.22. Họ đặc tính cơ của hệ thống biến tần - động cơ không đồng bộ điều khiển theo FOC. ._.