Hệ thống ghép kênh theo tần số

Digital Computer) với giá thành rẻ hơn, kích th•ớc nhỏ hơn, tốc độ cao hơn. Chính vì thế xử lý tín hiệu số ngày càng thu hút đ•ợc sự quan tâm nghiên cứu và có nhiều ứng dụng trong nhiều lĩnh vực của cuộc sống. Sự phát triển của xử lý tín hiệu số dựa trên nền tảng xử lý tín hiệu số đơn tốc độ. Để cải thiện hiệu quả của quá trình xử lý, các nhà nghiên cứu đã đ•a ra khái niệm lọc số nhiều nhịp và nó đ•ợc nghiên cứu ứng dụng trong xử lý tín hiệu số, để tăng tốc độ tính toán trong các mạch lọc số bằng cách giảm số phép nhân phải thực hiện trong một giây. Kĩ thuật lọc số nhiều nhịp hay còn gọi là kĩ thuật xử lý đa tốc độ đ•ợc ứng dụng nhiều trong xử lý âm thanh, hình ảnh. Và trong kĩ thuật này một kĩ thuật đ•ợc áp dụng để ghép các luồng số tốc độ thấp gọi là kĩ thuật ghép kênh theo tần số. Trong kĩ thuật ghép kênh theo tần số các luồng số tốc độ thấp đ•ợc xử lý ghép lại với nhau thành 1 luồng có tốc độ cao hơn và truyền đi. Nhờ có kĩ thuật này ta có thể truyền liền lúc nhiều kênh thông tin trên 1 đ•ờng truyền và tận dụng tối đa hiệu suất của đ•ờng truyền. Do những tính chất •u việt của nó, kỹ thuật ghép kênh theo tần số đã đ•ợc nghiên cứu rất nhiều trong những năm gần đây và đã thu đ•ợc những kết quả khả quan về lý thuyết cũng nh• ứng dụng kỹ thuật. Trong nội dung đồ án này đ•ợc chia làm 3 ch•ơng với nội dung cơ bản sau: Ch•ơng 1. Giới thiệu tổng quan về xử lý tín hiệu số. Ch•ơng 2. Nghiên cứu bank lọc số QMF với các bộ biến đổi nhịp lấy mẫu, khai triển đa pha, cấu trúc bank lọc số và khả năng khôi phục tín hiệu hoàn hảo của bank lọc. Ch•ơng 3. Thực hiện mô phỏng hệ thống ghép kênh theo tần số bằng Simulink. Hải Phòng, tháng 10 năm 2010 Sinh viên thực hiện Lê Tr•ờng Tiến 4 Ch•ơng 1 Lý thuyết chung về xử lý tín hiệu số 1.1. Tín hiệu và hệ thống rời rạc theo thời gian Trong hầu hết các lĩnh vực có liên quan đến xử lý tin tức hoặc thông tin đều bắt đầu với việc biểu diễn tín hiệu nh• một dạng mẫu thay đổi liên tục. Sóng âm tạo ra tiếng nói của con ng•ời cũng tuân theo nguyên tắc này. Từ các mẫu tín hiệu, để thuận tiện, ng•ời ta dùng các hàm toán học để biểu diễn chúng, nh• các hàm của sự biến đổi theo thời gian t. ở đây chúng ta sẽ dùng dạng biểu diễn xa(t) để biểu thị các dạng sóng thời gian thay đổi liên tục (tín hiệu analog). Ngoài ra tín hiệu còn có thể biểu diễn nh• một dãy rời rạc các giá trị và ta dùng dạng biểu diễn x(n) để biểu thị. Nếu tín hiệu đ•ợc lấy mẫu từ tín hiệu t•ơng tự với chu kỳ lấy mẫu T, khi đó chúng ta có dạng biểu diễn xa(nT). Trong các hệ thống xử lý số tín hiệu, chúng ta th•ờng dùng đến các dãy đặc biệt, nh•: Mẫu đơn vị hoặc dãy xung đơn vị đ•ợc định nghĩa: lại còn n với 0 0n với 1 n (1.1.1) Dãy b•ớc nhảy đơn vị lại còn n các với 0 0n với 1 nu (1.1.2) Dãy hàm mũ nanx (1.1.3) nếu a là số phức nh• njnrera n nj 00 sincos. 0 (1.1.4) Nếu 0,1 0r , thì x(n) có dạng sin phức; nếu 0=0, x(n) là thực; và r<1, 0 0, x(n) là một dãy thay đổi, suy giảm theo luật hàm mũ. Dãy kiểu này xuất hiện đặc biệt trong biểu diễn các hệ thống tuyến tính và trong mô hình dạng sóng tiếng nói. Xử lý tín hiệu, trong đó chúng ta phải chuyển đổi tín hiệu về dạng mẫu mà chúng ta mong muốn. Nh• vậy chúng ta phải quan tâm đến các hệ thống rời rạc, hoặc t•ơng đ•ơng với sự chuyển đổi của một dãy tín hiệu vào để đ•ợc một dãy tín hiệu ra. Chúng ta miêu tả sự chuyển đổi này bằng một khối nh• ở hình 1.1. Hình 1.1. Mô phỏng hệ thống Những hệ thống nh• trên hoàn toàn có thể đ•ợc xác định bằng đáp ứng xung của nó đối với mẫu xung đơn vị đ•a vào. Đối với những hệ thống này, đầu T[] x(n) y(n)=T[x(n)] 5 ra có thể đ•ợc tính khi ta đ•a vào dãy x(n) và đáp ứng xung đơn vị h(n), dùng tổng chập để tính nhnxknhkxny k * (1.1.5a) Dấu * ở đây dùng cho tổng chập. T•ơng tự ta cũng có nxnhknxkhny k * (1.1.5b) 1.2. Biểu diễn sự biến đổi của tín hiệu và hệ thống Phân tích và thiết kế của các hệ thống tuyến tính sẽ rất đơn giản nếu chúng ta sử dụng trong miền Z và miền tần số cho cả hệ thống và tín hiệu, khi đó chúng ta cần thiết phải xét đến sự biểu diễn Fourier, miền Z của hệ thống và tín hiêu rời rạc theo thời gian. 1.2.1. Biến đổi sang miền Z Sự biến đổi sang miền Z của một dãy đ•ợc định nghĩa bằng hai ph•ơng trình sau: n nZnxZX (1.2.1a) C n dZZZX j nx 1 2 1 (1.2.1b) Từ một dãy x(n) để biến đổi sang miền Z (biến đổi thuận), ta dùng công thức (1.2.1a). Ta có thể thấy dãy X(Z) là một dãy luỹ thừa đối với biến Z-1, giá trị của dãy x(n) biểu diễn bộ các hệ số trong dãy luỹ thừa. Một cách chung nhất, điều kiện đủ để biến đổi sang miền Z là dãy luỹ thừa phải hội tụ tại một giá trị giới hạn. n nZnx (1.2.2) Một bộ các giá trị cho các dãy hội tụ đ•ợc định nghĩa bằng một vùng trong mặt phẳng Z. Nói chung miền này có dạng: 21 RZR (1.2.3) Bảng 1.1. Các tính chất của phép biến đổi Z ng•ợc Các tính chất Dãy miền n Biến đổi Z 1. Tính tuyến tính ax1(n)+bx2(n) aX1(Z)+bX2(Z) 2. Tính dịch chuyển theo thời gian x(n+n0) ZXZ n0 3. Thay đổi thang tỉ lệ anx(n) X(a-1Z) 4. Vi phân của X(Z) theo Z nx(n) dZ ZdX Z 5. Đảo trục thời gian X(-n) X(Z-1) 6. Tích chập của hai dãy x(n)*h(n) X(Z).H(Z) 7. Tích của hai dãy x(n).w(n) C dVVVZWVX j 1 2 1 6 Phép biến đổi Z ng•ợc đ•ợc đ•a ra bởi tích phân đ•ờng trong ph•ơng trình (1.2.1b), trong đó C là đ•ờng cong kín bao quanh gốc tọa độ trong mặt phẳng Z, nằm trong miền hội tụ của X(Z). Trong những tr•ờng hợp đặc biệt của phép biến đổi, ta có nhiều ph•ơng tiện thuận tiện hơn để tìm biến đổi Z ng•ợc, nh• sử dụng các tính chất của phép biến đổi Z ng•ợc. 1.2.2. Biến đổi Fourier Phép biến đổi Fourier của tín hiệu rời rạc theo thời gian đ•ợc biểu diễn bằng công thức sau: n njj enxeX (1.2.4a) deeXnx njj 2 1 (1.2.4b) Những ph•ơng trình trên có thể nhận ra dễ dàng nó là tr•ờng hợp đặc biệt của ph•ơng trình (1.2.1). Ngoài ra biểu diễn Fourier có thể đạt đ•ợc bằng cách giới hạn phép biến đổi Z vào vòng tròn đơn vị của mặt phẳng Z, nh• thay jeZ , nh• trong hình 1.2, biến số có thể biểu diễn bằng góc trong mặt phẳng Z. Điều kiện đủ để tồn tại biến đổi Fourier có thể tính bằng cách gán 1Z trong ph•ơng trình (1.2.2), ta có: n nx (1.2.5) Hình 1.2. Vòng tròn đơn vị trong mặt phẳng Z Một đặc điểm quan trọng của biến đổi Fourier một dãy là X(ej ) là một hàm tuần hoàn của , tuần hoàn với chu kỳ là 2 , điều này có thể dễ nhận ra bằng cách thay thế +2 vào ph•ơng trình (1.2.4a). Một cách khác, bởi vì X(ej ) đ•ợc tính bằng X(Z) trên vòng tròn đơn vị, nên chúng ta có thể thấy rằng X(ej ) phải lặp lại mỗi lần khi quay hết một vòng quanh vòng tròn đơn vị (t•ơng ứng với một góc là 2 Radian). Bằng cách thay Z= ej vào mỗi công thức trong bảng (1.1), chúng ta có thể đạt đ•ợc các công thức cho biến đổi Fourier. Tất nhiên kết quả này chỉ đúng với biến đổi Fourier khi phép biến đổi đã tồn tại. 1.3. Bộ lọc số Bộ lọc số là hệ thống tuyến tính bất biến theo thời gian. Thông số vào và ra của hệ thống quan hệ với nhau bằng tổng chập trong ph•ơng trình (1.1.5), Re[Z] Im[Z] 7 quan hệ trong miền Z đ•ợc đ•a ra trong bảng (1.1). Y(Z)=H(Z).X(Z) (1.3.1) Chuyển đổi miền Z của đáp ứng xung đơn vị H(Z) đ•ợc gọi là hàm hệ thống. Biến đổi Fourier của đáp ứng xung đơn vị H(ej ) là một hàm phức của , biểu diễn theo phần thực và phần ảo là H(ej )=Hr(ej )+jHi(ej ) (1.3.2) Hoặc biểu diễn d•ới dạng góc pha: jeHjjj eeHeH arg . (1.3.3) Một hệ thống tuyến tính bất biến nhân quả là dạng có h(n)=0 với n<0. Một hệ thống ổn định là dạng với tất cả các thông số đ•a vào hữu hạn tạo ra thông số ra hữu hạn. Điều kiện cần và đủ cho một hệ thống tuyến tính bất biến ổn định là: n nh (1.3.4) Điều kiện này giống với công thức (1.2.5), và nó đủ để tồn tại H(ej ). Thêm vào đó, tất cả các hệ thống tuyến tính bất biến đ•ợc quan tâm để thực hiện nh• các bộ lọc có một thuộc tính là các thông số vào và ra thoả mãn ph•ơng trình sai phân có dạng: M r r N k k rnxbknyany 01 (1.3.5) Chuyển đổi sang miền Z cả hai vế của ph•ơng trình ta đ•ợc: N k k k M r r r Za Zb ZX ZY ZH 1 0 1 (1.3.6) So sánh hai ph•ơng trình trên, từ ph•ơng trình sai phân (1.3.3) ta có thể đạt đ•ợc H(Z) trực tiếp bằng cách đồng nhất các hệ số của phần tử vào trễ trong (1.3.5) với các luỹ thừa t•ơng ứng Z-1. Hàm hệ thống H(Z) là một hàm hữu tỉ của Z-1. Nó có thể đ•ợc biểu diễn bằng dạng điểm cực và điểm không trong mặt phẳng Z. Nh• vậy H(Z) có thể viết dạng: N k k M r r Zd ZcA ZH 1 1 1 1 1 1 (1.3.7) Nh• chúng ta đã xét trong miền Z, hệ thống nhân quả sẽ có miền hội tụ dạng 1RZ . Nếu hệ thống cũng là ổn định thì R1 phải nhỏ hơn giá trị đơn vị, do đó miền hội tụ bao gồm là vòng tròn đơn vị. Nh• vậy trong hệ thống bất biến, nhân quả thì tất cả các điểm cực của H(Z) phải nằn trong vòng tròn đơn vị. Để thuận tiện, ta phân thành các lớp hệ thống, những lớp này bao gồm hệ thống đáp ứng xung hữu hạn (Finit duration Impulse Response_FIR), và hệ thống đáp ứng xung vô hạn (Infinit duration Impulse Response_IIR). 8 1.3.1. Hệ thống FIR Nếu các hệ số ak trong ph•ơng trình (1.3.5) bằng không, khi đó ph•ơng trình sai phân sẽ là: M r r rnxbny 0 (1.3.8) So sánh (1.3.8) với (1.1.5b) chúng ta thấy rằng: lại còn n các với 0 Mn0 nb nh (1.3.9) Hệ thống FIR có rất nhiều thuộc tính quan trọng, tr•ớc tiên chúng ta chú ý rằng H(Z) chỉ có điểm không là một đa thức của Z-1 và tất cả các điểm cực của H(Z) đều bằng không, tức là H(Z) chỉ có điểm không. Thêm nữa, hệ thống FIR có thể có chính xác pha tuyến tính. Nếu h(n) xác định theo công thức sau nMhnh (1.3.10) thì H(ej ) có dạng ZMjjj eeAeH . (1.3.11) H(ej ) chỉ có phần thực hoặc phần ảo tuỳ thuộc vào ch•ơng trình (1.3.10) lấy dấu (+) hay dấu (-). Dạng pha tuyến tính chính xác th•ờng rất hữu ích trong các ứng dụng xử lý tiếng nói, khi mà xác định thứ tự thời gian là cần thiết. Các thuộc tính này của bộ lọc FIR cũng có thể đơn giản hoá vấn đề xấp xỉ, nó chỉ xét đến khi đáp ứng độ lớn cần thiết. Khoảng sai số mà đ•ợc bù để thiết kế các bộ lọc với đáp ứng xung pha tuyến tính chính xác là phần mà một khoảng thời gian tồn tại đáp ứng xung phù hợp đ•ợc yêu cầu để xấp xỉ phần nhọn bộ lọc bi cắt đi. Dựa trên những thuộc tính chung với bộ lọc FIR pha tuyến tính, ng•ời ta đã phát triển ba ph•ơng pháp thiết kế xấp xỉ. Những ph•ơng pháp này là: Thiết kế cửa sổ Thiết kế mẫu tần số Thiết kế tối •u Chỉ ph•ơng pháp đầu tiên là ph•ơng pháp phân tích, thiết kế khối khép kín tạo bởi các ph•ơng trình có thể giải để nhân đ•ợc các hệ số bộ lọc. Ph•ơng pháp thứ hai và ph•ơng pháp thứ ba là ph•ơng pháp tối •u hoá, nó sử dụng ph•ơng pháp lặp liên tiếp để đ•ợc thiết kế bộ lọc. Hình 1.3. Mạng số cho hệ thống FIR Bộ lọc số th•ờng đ•ợc biểu diễn dạng biểu đồ khối, nh• hình (1.3) ta biểu diễn ph•ơng trình sai phân (1.3.8). Sơ đồ nh• vậy th•ờng đ•ợc gọi là một cấu trúc bộ lọc số. Trên sơ đồ, biểu diễn các toán tử yêu cầu tính giá trị mỗi dãy ra từ giá trị của dãy đ•a vào. Những phần tử cơ bản của sơ đồ biểu diễn ý nghĩa Z-1 x(n) + Z-1 x(n-1) + Z-1 x(n-2) + x(n-M) + x(n-M-1) b0 b1 b2 bM-1 bM 9 phép cộng, nhân các giá trị của dãy với hằng số (các hằng số trên nhánh hàm ý phép nhân), và chứa các giá trị tr•ớc của dãy vào. Vì vậy biểu đồ khối đ•a ra chỉ dẫn rõ ràng về tính phức tạp của hệ thống. 1.3.2. Hệ thống IIR Nếu hàm hệ thống của ph•ơng trình (1.3.7) có các điểm cực cũng nh• điểm không, thì ph•ơng trình sai phân (1.3.5) có thể viết: M r r N k k rnxbknyany 01 (1.3.12) Ph•ơng trình này là công thức truy hồi, nó có thể đ•ợc sử dụng để tính giá trị của dãy ra từ các giá trị tr•ớc đó của thông số ra và giá trị hiện tại, tr•ớc đó của dãy đầu vào. Nếu M<N trong ph•ơng trình (1.3.7), thì H(Z) có thể biến đổi về dạng: N k k k Zd A ZH 1 11 (1.3.13) Cho hệ thống nhân quả, ta dễ dàng biểu diễn N k n kk nudAnh 1 (1.3.14) Ta có thể thấy rằng dãy h(n) có chiều dài vô hạn. Tuy nhiên, vì công thức truy hồi (1.3.12) th•ờng dùng để thực hiện bộ lọc IIR, nó sử dụng ít phép tính hơn là đối với bộ lọc FIR. Điều này đặc biết đúng cho các bộ lọc lựa chọn tần số cắt nhọn. Có nhiều ph•ơng pháp thiết kế sẵn có cho bộ lọc IIR. Những ph•ơng pháp thiết cho bộ lọc lựa chọn tần số (thông thấp, thông dải, ...) một cách chung nhất là dựa trên những biến đổi của thiết kế t•ơng tự. Các thiết kế Butterword Các thiết kế Bessel Các thiết kế Chebyshev Các thiết kế Elliptic Tất cả những ph•ơng pháp trên dùng phép phân tích tự nhiên và đ•ợc ứng dụng rộng rãi để thiết kế các bộ lọc IIR. Thêm vào đó các ph•ơng pháp tối •u hoá IIR đã đ•ợc phát triển cho thiết kế xấp xỉ liệt kê, điều này không dễ thích nghi với một trong các ph•ơng pháp xấp xỉ trên. Sự khác nhau chính giữa FIR và IIR là IIR không thể thiết kế để có pha tuyến tính chính xác, khi mà FIR có những thuộc tính này, còn bộ lọc IIR hiệu quả hơn trong thực hiện lọc cắt nhọn hơn là FIR. Mạng bao hàm ph•ơng trình (1.3.12) đ•ợc biểu diễn trong hình 1.4a cho tr•ờng hợp N=M=3, nó th•ờng đ•ợc gọi là dạng biểu diễn trực tiếp. Ph•ơng trình sai phân (1.3.12) có thể đ•ợc chuyển sang dạng t•ơng đ•ơng. Đặc biệt bộ ph•ơng trình sau th•ơng đ•ợc sử dụng: M r r N k k rnwbny nxknwanw 0 1 (1.3.15) 10 bộ ph•ơng trình này có thể biểu diễn nh• trong hình 1.4b, với bộ nhớ để l•u giữ đ•ợc yêu cầu để chứa các giá trị dãy trễ. Ph•ơng trình (1.3.7) chỉ ra rằng H(Z) có thể biểu diễn nh• một tích các điểm cực. Những điểm cực và điểm không này là các cặp liên hiệp phức, vì các hệ số ak và bk là thực. Bằng những nhóm liên hiệp phức điểm cực và điểm không trong cặp liên hợp phức, nó cũng có thể biểu diễn H(Z) nh• tích của các hàm hệ thống cơ bản cấp hai dạng: K k kk kk ZaZa ZbZb AZH 1 2 2 1 1 2 2 1 1 1 1 (1.3.16) K là phần nguyên của (N+1)/2. Hệ thống cấp hai này đ•ợc biểu diễn nh• trong hình 1.5a cho tr•ờng hợp N=M=4. Hình 1.4. (a) Cấu trúc dạng trực tiếp. Hình 1.4. (b) Cấu trúc dạng trực tiếp tối giản. Tiếp tục, một cấp độ cao hơn đ•ợc xét đến. Dạng phân số mở rộng của ph•ơng trình (1.3.13) cho ta h•ớng khác để biểu diễn. Bằng cách kết hợp những phần liên quan đến cực liên hợp phức, H(Z) có thể viết dạng: Z-1 x(n) + Z-1 + Z-1 b0 b1 b2 b3 + + Z-1 + Z-1 + Z-1 a1 a2 a3 + + y(n) x(n) + + b0 b1 b2 b3 + + Z-1 + Z-1 + Z-1 a1 a2 a3 + + y(n) w(n) 11 K k kk kk ZaZa Zcc ZH 1 2 2 1 1 1 10 1 (1.3.17) Điều này gợi ý một dạng sơ đồ song song biểu diễn nh• hình 1.5b cho N=4. Hình 1.5. (a) Dạng tầng Hình 1.5.(b) Dạng song song Trong những ứng dụng lọc tuyến tính, dạng song song đ•a ra những đặc tính cao hơn về ph•ơng diện làm tròn giảm tiếng ồn, các sai số hệ số, và tính ổn định. 1.4. Lấy mẫu Để sử dụng các ph•ơng pháp xử lý số tín hiệu đối với tín hiệu t•ơng tự, chúng ta cần biểu diễn tín hiệu nh• một dãy các giá trị. Để thực hiện biến đổi, thông th•ờng ng•ời ta dùng ph•ơng pháp lấy mẫu tín hiệu t•ơng tự. Từ xa(t), lấy x(n) + + b10 b11 b12 + Z-1 + Z-1 + a11 a12 + y(n) + + b20 b21 b22 + Z-1 + Z-1 + a21 a22 + c10 x(n) + + c11 + Z-1 + Z-1 a11 a12 y(n) + + + c20 c21 + Z-1 + Z-1 a21 a22 12 các giá trị cách đều nhau ta đ•ợc: x(n)=xa(nT) - <n< (1.4.1) trong đó n là số nguyên. Định lý lấy mẫu Các điều kiện mà dãy các mẫu là biểu diễn duy nhất của tín hiệu t•ơng tự đ•ợc xác định nh• sau: Nếu một tín hiệu xa(t) có biến đổi Fourier dải giới hạn Xa(j ), tức là Xa(j )=0 với 2 FN, thì xa(t) có thể tạo lại một cách duy nhất từ các mẫu cách đều nhau xa(nT), - 2FN. Định lý trên xuất phát từ thực tế là nếu biến đổi Fourier của xa(t) đ•ợc định nghĩa dtetxjX tjaa (1.4.2) và biến đổi Fourier của dãy x(n) đ•ợc định nghĩa nh• trong ph•ơng trình (1.2.4a) thì nếu X(ej ) đ•ợc tính cho tần số = T, thì X(ej T) quan hệ với X(j ) bằng ph•ơng trình: k a Tj k T jjX T eX 21 (1.4.3) Để thấy đ•ợc mối quan hệ trong ph•ơng trình (1.4.3), ta hãy giả thiết rằng Xa(j ) đ•ợc biểu diễn nh• hình 1.6a, nh• vậy Xa(j )=0 với NN F2 , tần số FN gọi là tần số Nyquist. Theo nh• ph•ơng trình (1.4.3), X(e j T) là tổng của một số vô hạn các bản sao của Xa(j ), với mỗi trung tâm là bội số nguyên của 2 /T. Hình 1.6b biểu diễn tr•ờng hợp 1/T>2FN. Hình 1.6c biểu diễn tr•ờng hợp 1/T<2FN, trong tr•ờng hợp này trung tâm của ảnh tại 2 /T gối lên dải cơ bản. Điều kiện này, nơi mà một tần số cao có vẻ đảm nhiệm giống nh• là tần số thấp, đ•ợc gọi là trùm phổ. Rõ ràng rằng hiện t•ợng trùm phổ chỉ tránh đ•ợc khi biến đổi Fourier có dải giới hạn và tần số lấy mẫu lớn hơn hoặc bằng hai lần tần số lấy mẫu (1/T>2FN). 13 Hình 1.6. Minh hoạ lấy mẫu tần số Với điều kiện 1/T>2FN, rõ ràng rằng biến đổi Fourier của dãy các mẫu t•ơng ứng với biến đổi Fourier của tín hiệu t•ơng tự trong dải cơ bản nh•, T jX T eX a Tj , 1 (1.4.4) Sử dụng kết quả này chúng ta có thể thiết lập mối quan hệ giữa tín hiệu t•ơng tự cơ bản và dãy các mẫu theo công thức nội suy: n aa TnTt TnTt nTxtx /sin (1.4.5) Nh• vậy với tần số lấy mẫu lớn hơn hoăc bằng hai lần tần số Nyqiust thì ta có thể khôi phục lại tín hiệu t•ơng tự cơ bản bằng ph•ơng trình (1.4.5). (a) (b) (c) 1 0 Xa(j ) - N N=2 FN Xa(e j T) 1/T - N N=2 FN -2 /T 2 /T Xa(e j T) 1/T 0 -2 /T 2 /T 14 Ch•ơng 2 Bank lọc số QMF Kỹ thuật lọc số nhiều nhịp ngày càng đ•ợc ứng dụng nhiều trong lĩnh vực xử lý số tín hiệu để tăng tốc độ tính toán trong các mạch lọc số bằng cách giảm số phép nhân phải thực hiện trong một giây. Và trong quá trình xử lý số tín hiệu bề rộng của dải tần có thể thay đổi nh• các phép lọc sẽ triệt tiêu các thành phần tần số không mong muốn, do vậy bề rộng dải tần của tín hiệu xử lý sẽ giảm đi và chúng ta có thể giảm tần số lấy mẫu cho phù hợp với bề rộng phổ thông của tín hiệu, từ đó sẽ giảm đ•ợc số phép tính trong mạch lọc số. Do những tính chất •u việt của nó, kỹ thuật lọc số nhiều nhịp đã đ•ợc nghiên cứu rất nhiều trong những năm gần đây và đã thu đ•ợc những kết quả khả quan về lý thuyết cũng nh• ứng dụng trong viễn thông, xử lý tiếng nói, xử lý hình ảnh, các hệ thống antenna, kỹ thuật audio số, đặc biệt hai ứng dụng chính là mã hoá band con (Subband Coding) dùng trong xử lý tiếng nói và phân đ•ờng dùng trong viễn thông. 2.1. Các hệ thống lọc số nhiều nhịp 2.1.1. Các bộ lọc biến đổi nhịp lấy mẫu Trong mạch lọc, tần số (hoặc nhịp) lấy mẫu đ•ợc thay đổi trong quá trình xử lý gọi là mạch lọc biến đổi nhịp lấy mẫu. ở đây có hai khả năng xảy ra là: + Tăng tần số lấy mẫu. + Giảm tần số lấy mẫu. Nếu mạch lọc chỉ để giảm tần số lấy mẫu ta gọi là mạch lọc phân chia, còn mạch lọc chỉ để tăng tần số lấy mẫu ta gọi là mạch lọc nội suy. 2.1.1.1. Bộ lọc phân chia Giả sử ta có bộ phân chia hệ số M nh• hình 2.1 Hình 2.1. Bộ phân chia hệ số M Ta thấy rằng tần số lấy mẫu Fs của tín hiệu rời rạc x(n) sau khi đi qua bộ phân chia sẽ bị giảm đi M lần, tức là: MM F FF M F F sxssss s S 22;2; '', (2.1.1) Điều này có nghĩa là chu kỳ lấy mẫu s s F T 1 sẽ tăng lên M lần M x(n) )()( nMxny M Fs’ s’ Ts’ FS S TS 15 Thực vậy F T S S 1 và F T S S ' ' 1 Nên T F T S S S M M' (2.1.2) Do tần số lấy mẫu bị giảm đi M lần sau khi tín hiệu đi qua bộ phân chia theo hệ số M, nên tín hiệu ra y M(n) chỉ lấy các giá trị của tín hiệu vào x(n) ở các mẫu n.M (nM: có giá trị nguyên). Vậy chiều dài của tín hiệu bị co lại M lần, tức là: M nyL nxL M )( )( Chúng ta có thể biểu diễn phép nhân chia trong miền Z theo hình 2.2 Hình 2.2. Bộ phân chia trong miền Z Trong miền biến số độc lập ta có : y M(n) = x(n.M ) Vậy n nn n MM zMnxznyzY )..().()( ( 2.1.3 ) Mặt khác ta có : lại còn m với với 0 .111 )( 1 0 21 0 Mn MM mp M l lm M j M l lm M eW (2.1.4) Ta đặt : m = n.M => n = m/M Thay n = m/M vào Y M(z) Ta có: M mM l lm M j m m M m M zmxe M zmPmxzY ).(. 1 ).().()( 1 0 2 ).( 1 )( 21 0 l M jM l M l M ezX M zY ( 2.1.5 ) Việc biểu diễn phép phân chia trong miền tần số đó chính là việc tìm mối quan hệ giữa Y M(e j ) = FT [y M(n)] và X(e j ) = FT [x(n)] Nếu đánh giá Y M(z) và X(z) trên vòng tròn đơn vị của mặt phẳng Z thì ta sẽ tìm đ•ợc quan hệ Y M(e j ) và X(ej ) tức là : ee eYeY jj j M j M zZXX zZ )()( )()()( Qua đó chúng có mối quan hệ nh• sau: M X(Z) )(ZY M 16 )(. 1 )( 1 0 2M l l M j j M eX M eY ( 2.1.6 ) Cấu trúc bộ lọc phân chia: ở phần trên ta thấy rằng, qua phép phân chia kết quả cho thấy tín hiệu x(n) khi đi qua mạch phân chia hệ số M, trong miền tần số sẽ tạo ra M-1 thành phần h• danh, các thành phần h• danh này sẽ gây hiện t•ợng chồng phổ. Nh•ng nếu x(n) có dải tần nằm trong khoảng MM tức là tần số giới hạn dải chắn MC thì sẽ không gây hiện t•ợng chồng phổ. Để làm điều này, chúng ta có thể đặt tr•ớc bộ phân chia M một mạch lọc thông thấp (Low pass filter) có MC . Mạch lọc thông thấp này có nhiệm vụ loại bỏ các thành phần tần số M , chỉ giữ lại thành phần M . Nh• vậy sẽ tránh đ•ợc hiện t•ợng chồng phổ. Sơ đồ tổng quát của mạch lọc phân chia cho trên hình 2.3 Hình 2.3. Mạch lọc phân chia Trong đó h(n) là đáp ứng xung của mạch lọc thông thấp. Để ngắn gọn ta có thể dùng cách biểu diễn toán tử nh• sau: Trong miền biến số n ta có phép lọc phân chia: ở đây : )().()(*)()( knhkxnhnxnY k H )().()(*)( knxnhnxnh k yH M(n)= M [x(n) * h(n)] = M [yH (n)] FS M FS M F S h(n) yH(n) )(ny MH x(n) Bộ lọc thông thấp x(n) MH )(ny MH x(n) n yH(n) M )(ny MH x(n) yH(n) y MH h(n) M 17 Ta cần l•u ý là M [x(n)*h(n)] M [x(n)]* M[h(n)] trong miền Z phép lọc phân chia đ•ợc mô tả nh• sau: ở đây X(z)=ZT[x(n)] , YH(z) = ZT[yH(n)] H(z) = ZT[h(n)], YH M(Z) = [yH (n)] = M[YH(z)] và YH(z) = X(z).H(z) = H(z).X(z) ).( 1 )( 1 0 1 l M M l M MH wzY M zY )()..( 1 11 0 1 l M Ml M M l M WzHWzX M Để đánh giá X(z), H(z), YH(z) Và YH M(z) trên vòng tròn đơn vị trong mặt phẳng Z ta có thể biểu diễn phép lọc phân chia trong miền tần số: ở đây: YH (e j ) = X (e j ).H(ej ) )( 1 )( 21 0 M l jM l H j MH eY M eY )().( 1 21 0 2 M l jM l M l j eHeX M Nếu YH(e j ) là đáp ứng tần số của mạch lọc thông thấp lý t•ởng có MC , thì các thành phần h• danh sẽ không gây h• thông tin, tức là không có hiện t•ợng chồng phổ. Do đó ta có thể tách riêng thành phần đầu tiên (l=0) ra mà dạng của nó sẽ không bị méo. )().( 1 0 )( eeeY M j M jj MH HX Ml với Và nếu H(ej ) là mạch lọc thông thấp lý t•ởng, tức là ở dải thông H(ej ) = 1, dải chắn H(ej )= 0 thì thành phầnh đầu tiên (tại l=1) có dạng nh• sau: )( 1 0 )( eeY M jj MH X Ml với 2.1.1.2. Bộ lọc nội suy Giả sử ta có bộ nội suy nh• hình 2.4 X(z) YH(z) )(zy MH H(z) M X(ej ) YH(e j ) H(ej ) M )(ey j MH 18 Hình 2.4. Bộ nội suy hệ số L Ta thấy rằng tần số lấy mẫu Fs của tín hiệu rời rạc x(n) sau khi qua mạch lọc nội suy với hệ số nội suy là L sẽ tăng lên L lần, tức là : F's = LFs , s = 2 Fs , 's = 2 F's = 2 L S hay là chu kỳ lấy mẫu Ts = 1/Fs sẽ giảm đi L lần T's = Ts / L Vậy nếu tín hiệu vào mạch nội suy là x(nTs), và tín hiệu ra sẽ trở thành x(nT's) = x( n/L.Ts) Do tần số lấy mẫu đ•ợc tăng lên L lần, nên khi tín hiệu đi qua mạch nội suy có hệ số L thì chiều dài của tín hiệu bị giãn ra L lần. Phép nội suy trong miền Z đ•ợc biểu diễn bằng hình vẽ 2.5. Hình 2.5. Biểu diễn phép nội suy trong miền z Trong miền biến số độc lập n ta có: lại còn n với với 0 2,,0)( )( LLn L n x ny L Vậy: n n n n LL z L n xznyzY ).().()( ( 2.1.7) đổi biến m = n/L => n= m.L Thay vào (2.1.7) ta đ•ợc mL m ml m L zmxzmxzY )).(().()( Y L(z) = X(z L) (2.1.8) )()( 1 zXzY L L (2.1.9) Ta đánh giá Y L(z) và X(z) trên vòng tròn đơn vị trong mặt phẳng Z ta thu đ•ợc quan hệ giữa Y L(e j ) và X(ej ): L x(n) )()( nMxny M Fs’ s’ Ts’ FS S TS L X(z) )(zy L 19 e YeY jL j L z z)()( e e j j z zXX )()( Vậy Y L (e j ) = X (ej L) (2.1.10) Y L (e j /L) = X(ej ) (2.1.11) Cấu trúc bộ lọc nội suy Nh• ta đã nghiên cứu ở phần trên, kết quả phép nội suy đã chèn thêm L-1 mẫu biên độ 0 vào giữa hai mẫu của tín hiệu vào x(n) trong miền biến số n, và t•ơng ứng trong miền tần số sẽ tạo ra L-1 ảnh phụ của phổ cơ bản sau khi đã co hẹp lại L lần để nh•ờng chỗ cho L-1 ảnh phụ mà không gây hiện t•ợng chồng phổ. Nh• vậy phép nội suy L không làm h• thông tin. Nh•ng để nội suy ra các mẫu có biên độ 0 ta phải đặt sau mạch nội suy một mạch lọc có LC . Trong miền biến số n mạch lọc này làm nhiệm vụ nội suy ra các mẫu biên độ 0, còn trong miền tần số nó làm nhiệm vụ loại bỏ các ảnh phụ cơ bản. Sơ đồ tổng quát của mạch lọc nội suy đ•ợc biểu diễn trên hình 2.6. Hình 2.6. Bộ lọc nội suy Để biểu diễn mạch lọc nội suy một cách ngắn gọn hơn ta dùng các phần tử toán tử: Mạch nội suy trong miền biến số n đ•ợc biểu diễn nh• sau: Trong đó: y L (n) = L[x(n)] 0 )( L n x với n=0, L, 2L, … h(n) L y L(n) )(ny LH x(n) Bộ lọc thông thấp có C= /L h(n): đáp ứng xung của bộ lọc x(n) LH )(ny LH x(n) L y L(n) H )(ny LH x(n) L y L(n) )(ny LH h(n) (2.1.12) 20 y LH (n) = y L (n) * h(n) = h(n) * y L (n) )().( knhky k L )().( knh L k x k k= 0 , L , 2L đổi biến số rLk L k r Ta có: )().()( rLnhrxnY k LH (2.1.13) Mạch lọc nội suy trong miền z: với X(z) = ZT [x(n)]; Y L(z) = ZT[Y L(n)] H(z) = ZT[h(n)] ; Y LH(z) =ZT[Y LH(n)] Mặt khác ta có: Y L(z) = x(z L); Y LH(z) = Y L(z).H(z) Vậy: Y LH(z) = x(z L).H(z) (2.1.14) Từ việc đánh giá X(z), H(z ), Y L(z), Y LH(z) trên vòng tròn đơn vị trong mặt phẳng z (z = ej ) ta có thể biểu diễn mạch lọc nội suy trong miền tần số nh• sau: Y L (e j ) = X (ej ) Y LH (e j ) = Y L(e j ) . H(ej ) = X (ej L) . H (ej ) ( 2.1.15) 2.1.1.3. Bộ lọc biến đổi nhịp lấy mẫu với hệ số hữu tỉ Trong kĩ thuật nhiều khi thực hiện một nhiệm vụ nào đó chúng ta cần phải thay đổi nhịp lấy mẫu với hệ số hữu tỉ M/L. Để thực hiện nhiệm vụ này chúng ta sẽ ghép nối tiếp hai bộ nội suy và phân chia với nhau, bộ này gọi là bộ biến đổi nhịp với hệ số M/L. X(ej ) Y L(e j ) L H(e j ) )(ey j LH X(z) Y L(z) )(zy LH L H(e j ) 21 Hình 2.7. Bộ biến đổi nhịp lấy mẫu Ta thấy rằng tần số lấy mẫu FS của tín hiệu vào x(n) sau khi qua bộ biến đổi nhịp với hệ số M/L thì tần số lấy mẫu sẽ bị thay đổi L/M lần, tức là: FF SS M L" (2.1.16) Chúng ta dùng toán tử để biểu diễn phép biến đổi nhịp lấy mẫu hệ số hữu tỉ: )()( / nnx L M y LM hay )()( / / nnx y LM LM (2.1.17) Và )()(/ / nnxLM y LM hay y LM LMnx / /)( (2.1.18) Sơ đồ đ•ợc biểu diễn đơn giản lại nh• hình 2.8 Hình 2.8. Bộ biến đổi nhịp lấy mẫu hệ số M/L Bộ phân chia và bộ nội suy không có tính chất giao hoán nên ta phải phân biệt thứ tự tr•ớc sau của bộ nội suy và bộ phân chia. Mặt khác bộ phân chia, bộ nội suy và bộ biến đổi nhịp không phải là những hệ thống bất biến theo biến số F’S=LFS x(nT’S)=x(nTS/L) x(n) FS x(nTS) TT FF y SS SS LM L M nxnx M L n )()( )( " " / x(n) FS x(nTS) )()( )( " " / TT FF y SS SS LM L M nxnx M L n )()( " " TT F F SS S S nMxnx M M L FT SS L M" L M M/L M/L x(n) FS Ts TT FF yy SS SS LM L M M L nn " " / )()( x(n) FS Ts TT FF yy SS SS LMLM L M M L nn " " // )()( Bộ biến đổi nhịp M/L và bộ biến đổi nhịp M/L 22 n mà là hệ thống thay đổi theo biến số n. Trong hệ số M/L thì tử số là hệ số của bộ phân chia, mẫu số là hệ số của bộ nội suy. Nếu M>L thì bộ thay đổi nhịp làm nhiệm vụ nén tín hiệu theo tỷ lệ M/L Nếu M<L thì bộ thay đổi nhịp làm nhiệm vụ giãn tín hiệu theo tỷ lệ M/L Dùng biến đổi Z để nghiên cứu quan hệ vào ra của các bộ biến đổi nhịp và giải thích tính chất của phép biến đổi nhịp lấy mẫu. Xét quan hệ vào ra của bộ biến đổi nhịp M/L ta có: )()( / / nnx y LM LK Và trong miền Z: )()()()( // / nZTzzXnxZT yy LMLM LM (2.1.19) Với phép phân chia: )()()( nZTzzX yy MM M 1 0 21 )( 1 )( M l l M j M M ezY XM z Sau khi y M(n) đi qua bộ nội L: 1 0 21 / // )( 1 )()( )()()( M l l M j M L MLM LMLM L M ezzYY yYY X M z nZTzz (2.1.20) 1 0 1 )( 1 M l l M M wzX M Xét quan hệ vào ra của bộ biến đổi nhịp M/L Phép biến đổi nhịp nh• sau: )()( / / nnx y LM LM Trong miền Z: )()( / / zzX Y LM LM (2.1.21) Với phép nội suy L ta có: )()( )()()( // zY yY l L LMLM L Xz nZTzzX Sau đó y L(n) đi qua bộ phân chia M: )()()( // nZTzz yYY LMLM M L Ll M j M l M j M L M l l M j M LLM ezezY ezYY X M z )()( )( 1 )( 2121 1 0 21 / 23 Vậy 1 0 1 0 2 / )( 1 )( 1 )( M l Ll M M L M l Ll M j M L LM Wz ezY X M X M z (2.1.22) Đánh giá X(z), Y M/L(z), Y M/L trên vòng tròn đơn vị trong mặt phẳng Z: e e j j z zXX )()( e YeY jLM j LM z z)()( // 1 0 21 M l M lL j eX M (2.1.23) e YeY jLM j LM z z)()( // 1 0 21 M l M LlL j eX M (2.1.24) Bộ lọc biến đổi nhịp lấy mẫu với hệ số hữu tỷ: Chúng ta xây dựng bộ lọc biến đổi nhịp lấy mẫu với hệ số hữu tỷ có thể đảm bảo biến đổi nhịp với hệ số không nguyên nh•ng không gây hiện t•ợng chồng phổ tức là không làm h• thông tin của chúng ta. Bộ lọc này đ•ợc xây dựng._.