Điều khiển vị trí dọc trục và tốc độ cho ổ từ dọc trục – Động cơ bằng phương pháp điều khiển trượt

theo trục vừa thực hiện chuyển động quay. Khi đó, hệ truyền động xuất hiện thông số bất định do khe hở giữa rotor và stator thay đổi. Từ đó, phương pháp điều khiển trượt được đề xuất nhằm tăng sự bền vững cho các bộ điều khiển. Để kiểm chứng khả năng làm việc của toàn hệ truyền động, một cấu trúc mô phỏng được thực hiện trên phần mềm Matlab- Simulink. Kết quả cho thấy, hệ làm việc ổn định với các đáp ứng của vị trí và tốc độ bám theo giá trị đặt mong muốn. Từ khóa: Động cơ ổ từ tự nâng; Điều khiển vector; Từ trường dọc trục; Điều khiển trượt. 1. ĐẶT VẤN ĐỀ Ngày nay, động cơ ổ từ dần được ứng dụng để thay thế cho các động cơ ổ bi thông thường, nhất là trong một số môi trường làm việc đặc biệt. Động cơ dùng ổ bi cơ khí có kết cấu vững chắc nhưng vẫn tồn tại nhiều nhược điểm. Để khắc phục những hạn chế của ổ bi thông thường, động cơ ổ từ được thiết kế sử dụng lực từ trường để nâng trục động cơ và loại bỏ sự tiếp xúc vật lý. Khi đó, động cơ có thể làm việc ở dải tốc độ cao hơn khi sự ma sát và mài mòn cơ khí gần như là không đáng kể. Hệ thống ổ từ như vậy bao gồm hai hệ điều khiển: hệ điều khiển thứ nhất tạo ra lực từ nâng trục động cơ theo phương thẳng đứng vuông góc với trục động cơ, hệ điều khiển thứ hai kiểm soát chuyển động quay và cố định sự dịch chuyển dọc trục của bản thân trục động cơ [1–3]. Nội dung thiết kế điều khiển tập trung vào tính toán cho hệ điều khiển thứ hai ở trên. Hình 1. Cấu trúc của động cơ ổ tự nâng từ khe hở dọc trục. Hình 1 trình bày cấu trúc của động cơ ổ từ tự nâng khe hở dọc trục. Ở cấu trúc này, hai ổ từ ngang trục có nhiệm vụ tạo ra lực nâng trục động cơ theo hướng ngang trục. Một ổ từ dọc trục- động cơ có vai trò cố định rotor và trục động cơ theo phương dọc trục và tạo ra momen làm quay động cơ. Sự kết hợp giữa ổ từ dọc trục- động cơ này được gọi là động cơ có từ trường khe hở dọc trục (TTKHDT). Động cơ TTKHDT được nghiên cứu trong bài báo là động cơ đồng bộ có cấu trúc gồm một rotor dạng đĩa có gắn nam châm vĩnh cửu và hai stator ở hai bên rotor được quấn bởi các cuộn day ba pha. Cấu trúc điều khiển cho động cơ là dựa trên nguyên lý điều khiển vector tựa theo từ thông rotor [4]. Trong cấu trúc này, một mạch vòng điều khiển tạo ra tín hiệu dòng điện id điều chỉnh vị trí dọc trục của rotor, một mạch vòng điều khiển tạo ra tín hiệu dòng điện iq điều chỉnh tốc độ rotor [5–7]. Các kết quả đạt được cho thấy, hệ truyền Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số Đặc san Hội thảo Quốc gia FEE, 10 - 2020 39 động tạo ra cả lực dọc trục và momen quay, đồng thời hệ thực hiện được điều khiển tách kênh giữa hai mạch vòng vị trí và tốc độ. Như vậy, so với một số công trình [1, 2, 7] chỉ điều khiển tập trung vào mạch vòng tốc độ, ở bài báo này trình bày thêm ý tưởng thiết kế bộ điều khiển cân bằng vị trí giữa rotor và hai stator. Tuy nhiên, các bộ điều khiển được sử dụng là bộ điều khiển tuyến tính PID [6, 8] trong khi động cơ có tính phi tuyến mạnh. Ngoài ra, khác với động cơ truyền thống, động cơ trong bài có giá trị khe hở không khí g giữa rotor với hai stator là một hàm thay đổi theo thời gian. Điều này làm ảnh hưởng đến giá trị độ tự cảm pha của stator trên trục d và trục q. Do đó, mô hình toán hoc của động cơ có chứa các thành phần bất định, làm giảm chất lượng của bộ điều khiển. Bộ điều khiển trượt được biết đến với ưu điểm bền vững khi đối tượng có chứa các tham số bất định [9, 10]. Trong bài báo này, thiết kế bộ điều khiển vị trí dọc trục và tốc độ động cơ sử dụng phương pháp điều khiển trượt để tăng sự ổn định của đáp ứng đầu ra trước sự nhạy của mô hình đối tượng đối với giá trị sai lệch vị trí z [11, 12]. Để kiểm chứng phương pháp được đề xuất này, một mô hình hệ thống được xây dựng và mô phỏng trên phần mềm Matlab-Simulink. 2. MÔ HÌNH TOÁN HỌC Động cơ được nghiên cứu điều khiển có cấu tạo gồm một rotor và hai stator. Cấu trúc của động cơ trình bày trên hình 2. Giả thiết rằng, các tham số trên các trục x, y, ϴx, ϴy của roto bị chi phối bởi các ổ từ ngang trục và việc điều khiển các ổ từ ngang trục này đã được đảm bảo bởi các bộ điều khiển ổ từ ngang trục. Bài báo tập trung tính toán bộ điều trượt tương ứng cho hai bậc tự do là dịch chuyển vị trí dọc trục và vận tốc quay của rotor. Hình 2. Cấu trúc của động cơ TTKHDT. Theo nguyên lý điều khiển tựa theo từ thông rotor, các đại lượng và tham số của động cơ sẽ được thực hiện quy đổi về hệ tọa độ quay dq thông qua các ma trận chuyển đổi tọa độ [4]. Mô hình toán học của động cơ TTKHDT có chứa thành phần bất định do độ tự cảm pha của stator là hàm tỉ lệ nghịch với khe hở không khí g theo công thức xấp xỉ sau: ' 03 / 2s s slL L g L  (1) Kỹ thuật Điều khiển – Tự động hóa N. M. Tùng, P. Q. Đăng, N. H. Phương, “Điều khiển vị trí dọc trục điều khiển trượt.” 40 L’s0 là điện cảm từ hóa stator trên đơn vị dài. Lsl là điện cảm rò. Mô hình toán học của động cơ đồng bộ TTKHDT biểu diễn trên hệ trục tạo độ quay d,q như sau [3]: / / sd sq sd s sd sd i sq sq sq s sq sq i sd sd m sd sd sd m sq sq sq u R i L d dt L i u R i L d dt L i L i L i                    (2) Với λm là từ thông móc vòng do từ trường rotor sinh ra trên stator. Theo [3, 5, 6] momen được điều khiển bởi dòng điện trục q, còn lực hút được điều khiển bởi dòng điện trục d. Lực dọc trục và momen tổng do hai stator tác động lên rotor [3]:  2 2 2 04 4 ( ) 4 /Fd f d Fd d f Fq qF K i i K i i K i z g    (3) 02 2 /T q R d qT K i K i i z g  (4) Nếu sự dịch chuyển bằng không hoặc rất nhỏ so với khe hở không khí tại điểm cân bằng g0, thì ta có thể rút gọn (7) và (8) thành: 4 Fd f dF K i i (5) 2 T qT K i (6) Từ (9) và (10) ta thấy rằng, mặc dù lực hút dọc trục F vẫn chịu phụ thuộc nhỏ vào thành phần dòng điện trục q và momen quay T vẫn chịu phụ thuộc nhỏ vào thành phần dòng trục d, nhưng có thể điều khiển lực hút F bởi dòng điện id và momen T bởi dòng điện iq. Cấu trúc điều khiển hệ thống dựa trên nguyên lý điều khiển vector tựa theo từ thông rotor được trình bày trên hình 3. Các bộ điều khiển vị trí và tốc độ được tổng hợp theo phương pháp điều khiển trượt. 3. THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN TRƯỢT 3.1. Phương pháp điều khiển trượt Điều khiển trượt sử dụng cấu trúc bộ điều khiển không liên tục để điều khiển lớp đối tượng có tồn tại thành phần bất định trong mô hình, bám hoàn toàn tín hiệu mong muốn, trong đó điều kiện là thành phần bất định của mô hình bị chặn và biên bị chặn đó đã biết. Xét hệ thống động học bậc hai, đầu vào đơn có thành phần bất định: 1 2 2 1 ( ) ( ) x x x u f x f x y x       (7) Trong đó, x =[x1 x2] R 2 là trạng thái, uR là đầu vào điều khiển, f(x) là một hàm phi tuyến, và thành phần bất định f bị chặn sao cho ( ) ( )f x x  . Đối tượng điều khiển y(t) = x1(t)  xd(t) với sự có mặt của thành phần bất định. Định nghĩa biến mới: z = x1 - xd Định nghĩa mặt trượt thay đổi theo thời gian s(t) bằng phương trình vô hướng: ( , ) 0s x t z z   (8) Trong đó: 1 d ds z z x x z u f f x z            (9) Chọn hàm Lyapunov là: V = (1/2)s2 Đạo hàm V theo thời gian ta có: Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số Đặc san Hội thảo Quốc gia FEE, 10 - 2020 41 ( )dV ss s u f f x z      (10) Tín hiệu điều khiển được chọn là: ( )sgn( )du f x x k s       (11) Để thỏa mãn điều kiện trượt sao cho: ( )sgn( )V ss s k s s f k s        (12) Trong đó, k là hằng số dương. Từ (16) ta thấy, với tín hiệu điều khiển u ở (15) sẽ làm hệ ổn định tiệm cận theo hàm mũ. Vì z là nghiệm của phương trình vi phân (8) nên nó sẽ tự trượt trên mặt trượt về gốc tọa độ và kết thúc tại đó sau một khoảng thời gian hữu hạn [9, 13]. Mặt khác, tín hiệu điều khiển u không phục thuộc vào thành phần f bất định hay nói cách khác hệ thống có khả năng bám bền vững tín hiệu đặt. 3.2. Thiết kế bộ điều khiển trượt điều khiển tốc độ Độ lệch giữa momen điện từ T và momen tải TL tạo nên gia tốc bám theo đặc tính cơ của động cơ. Hàm chuyển động quay của động cơ có thể viết như sau: LT T J  (13) Theo (10) ta có: 2 / /T q LK i J T J   (14) Lúc này muốn điều khiển tốc độ ta sử dụng bộ điều khiển trượt phản hồi trạng thái cho đối tượng có mô hình trạng thái như sau: 2 T L q K T i J J       (15) Với vector biến trạng thái: ( , )Tx   , y = x1 Theo [9] suy ra tín hiệu điều khiển: u = 2(KT/J)id . Ngoài ra, do dx1/dt = x2 suy ra mối quan hệ dz1/dt = z2. Xác định mặt trượt như sau: 1 2s z z  (16) Với α là hằng số dương và tín hiệu điều khiển đưa mặt trượt ( ) 0s z  . Chọn hàm V xác định dương: 21( ) 2 V s s (17) Suy ra: ( )V s ss (18) Theo tiêu chuẩn ổn định Lyalunov thì: s 0 sgn( ) 0 ds ds s dt dt    (19) Vì xm2 = const nên (24) trở thành: 1( / )sgn( ) 0de dt u s   (20) Đầu ra bộ điều khiển có dạng: 1. / .sgn( ), 0u de dt s      (21) Kỹ thuật Điều khiển – Tự động hóa N. M. Tùng, P. Q. Đăng, N. H. Phương, “Điều khiển vị trí dọc trục điều khiển trượt.” 42 Suy ra: 1( / .sgn( )) / 2q Ti J de dt s K   (22) Khi các hệ số α và β được có giá trị tăng lên thì mức hội tụ của mặt trượt s → 0 càng nhanh, khi đó, quỹ đạo trạng thái tự do cũng hội tụ nhanh hơn về s(z) = 0. 3.3. Thiết kế bộ điều khiển trượt điều khiển vị trí dọc trục Sai lệch dọc trục được tính như sau: . Lm z F F  (23) Với m là khối lượng của phần chuyển động, F là lực hút dọc trục, FL là lực tải dọc trục. Theo (9) ta có: . (4 )Fd f d Lm z K i i F  (24) Bộ điều khiển trượt phản hồi đầu ra được thiết kế như sau: Hình 3. Bộ điều khiển trượt phản hồi đầu ra điều khiển vị trí. Khi đó, ta có hệ phi tuyến truyền ngược, chặt như sau: 1 2 2 d 1 1 4 F f d x z x x z K i i m y x      (25) Chọn mặt trượt tuyến tính tham số hằng: 0s(e) a e e  (26) Với a0 là hằng số dương và bộ điều khiển cần làm cho ( ) 0s e  . Chọn hàm V xác định dương: 21( ) 2 V s s (27) Theo tiêu chuẩn ổn định Lyalunov, để hệ ổn định tiệm cận thì 0V  , ta có: s 0 sgn( ) 0 ds ds s dt dt    (28) Hay: 0( )sgn( ) 0 de a u s dt   (29) Vậy ta chọn bộ điều khiển như sau: 0 sgn( )z de u a k s dt   (30) Suy ra tín hiệu dòng điện id: 0( sgn( )) 4 d z Fd f m de i a k s K i dt   (31) Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số Đặc san Hội thảo Quốc gia FEE, 10 - 2020 43 3.4. Hiện tượng chattering Khi sử dụng hàm “sgn” sẽ bị gây ra hiện tượng rung, một hiện tượng đặc trưng của bộ điều khiển trượt. Để khắc phục hiện trượng này, ta sẽ sử dụng một khâu bão hòa tích phân (Saturation) để thay cho khâu rơle hai vị trí (hàm sgn). Tuy nhiên, khi ta sử dụng hàm sat(s) sẽ gây ra sự sai lệch quỹ đạo khi có lực cản tác động vào. Để vừa làm giảm hiện tượng rung vừa làm giảm sai lệch quỹ đạo ta thay hàm Sat bằng một hàm chuyển mạch tích phân-bão hòa (Sat-Pi) [14] như sau: 0 sgn( ) | | SatPi(s) / ( ) | | t i t s khi s s k s t dt khi s           (32) Với ki là hằng số dương. Thuật toán này giúp hệ điều khiển làm việc ổn định, ít chịu ảnh hưởng của tải dẫn đến chất lượng điều khiển của hệ được cải thiện đáng kể. 4. MÔ PHỎNG KIỂM CHỨNG Để kiểm chứng khả năng của bộ điều khiển trượt vị trí dọc trục và bộ điều khiển trượt tốc độ động cơ, hệ thống truyền động điện được xây dựng như hình 4 với các thông số như sau: Điện trở stato Rs = 2,6Ω, λm = 0,0126 Wb, L’sq0 = 9,6.10 -6 Hm, L’sd0 = 8,2.10 -6 Hm, L’sl = 6.10 -3 H. Khe hở không khí g = 2 mm. Khối lượng roto m = 0,235kg, quán tính roto J = 0,000086 kgm 2. Tiến hành mô phỏng cấu trúc này trên phần mềm Matlab- Simulink ta thu được những kết quả sau. Inverter 1 Inverter 2 Current reference calculation Position Control Speed Control abc  abc  Axial position sensor z - zref - ꞷref 1/s ѳ ꞷ E Hình 4. Cấu trúc hệ truyền động điều khiển động cơ TTKHDT. Hình 5 cho thấy đáp ứng vị trí khi bộ điều khiển tốc độ chưa làm việc. Giá trị sai lệch ban đầu là 1,2 mm. Sau khoảng thời gian 0,04s thì sai lệch vị trí bằng không, rotor được điều khiển ở giữa hai stator. Độ quá điều chỉnh trong trường hợp này là 0,2 mm nhỏ hơn nhiều so với khe hở tại vị trí cân bằng (g0 =2 mm). Hình 6 là đáp ứng tốc độ khi giá trị đặt là 400 rad/s và vị trí ban đầu sai lệch 1,2 mm so với điểm cân bằng, trong đó chưa xét đến các yếu tốc lực tải tác động. Sau khoảng thời gian quá độ 0,28 s, tốc độ đạt giá trị đặt, và bộ điều khiển trượt điều chỉnh tốc độ có độ quá điều chỉnh gần như bằng không. Đáp ứng vị trí sai lệch ở trường hợp này có sự dao động tắt dần và sau khoảng thời gian 0,04s vị trí quay trở về điểm cân bằng như hình 7. Từ Kỹ thuật Điều khiển – Tự động hóa N. M. Tùng, P. Q. Đăng, N. H. Phương, “Điều khiển vị trí dọc trục điều khiển trượt.” 44 hình 6 và hình 7 ta có thể kết luận được bộ điều khiển vị trí và bộ điều khiển tốc độ gần như không có sự tác động xen kênh. Hình 5. Đáp ứng vị trí sai lệch z khi tốc độ bằng không. Hình 8 hiển thị giá trị các dòng điện trên hệ tọa độ quay dq trong trường hợp hệ chưa có tải tác động. Liên hệ với đáp ứng vị trí và tốc độ phía dưới ta thấy được momen tổng T hoàn toàn do dòng điện iq tổng hợp và lực dọc tục F là do dòng điện id tạo ra. Hình 6. Đáp ứng tốc độ khi không tải. Hình 7. Đáp ứng vị trí sai lệch khi không tải. Hình 8. Dòng điện id và iq trong trường hợp không tải. Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số Đặc san Hội thảo Quốc gia FEE, 10 - 2020 45 Hình 9 là đáp ứng của tốc độ và dòng điện iq khi tốc độ thay đổi từ 200 rad/s lên 400 rad/s. Tốc độ tăng từ 0 đến khi ổn định tại tốc độ 200 rad/s sau khoảng 1,4 s. Tương tự vận tốc tăng từ 200 rad/s đạt ổn định ở 400 rad/s sau khoảng thời gian là 1,3 s. Cả hai trường hợp này đều có độ quá điều chỉnh gần như bằng không. Đồ thị dòng điện iq đóng vai trò làm gia tốc khi tốc độ được điều chỉnh. Hình 9. Đáp ứng tốc độ và dòng điện iq khi thay đổi giá trị đặt. Hình 10, hình 11 và hình 12 khảo sát ảnh hưởng của momen tải và lực tải dọc trục lên tốc độ, vị trí của rotor, trong đó tại thời điểm 0,3s ta đóng momen tải và tại thời điểm 0,4s đóng tải lực dọc trục. Tại thời điểm 0,3s từ đồ thị hình 12 ta thấy, dòng điện iq tăng lên để tạo ra momen bù lại momen của tải, khi đó, tương ứng trên đồ thị hình 10 tốc độ dao động nhẹ rồi trở lại ổn định tại giá trị đặt. Tại thời điểm 0,4s có lực dọc trục tác động vào hệ nhưng gần như không ảnh hưởng đến mạch vòng tốc độ nên cả đáp ứng tốc độ và dòng điện iq không có sự thay đổi. Dòng điện id trên đồ thị hình 12 tại các thời điểm có tải tác động đều có sự gợn sóng nhẹ rồi ngay lập tức quay về giá trị 0. Điều này phù hợp với đáp ứng vị trí z trên hình 11, giá trị vị trí có gợn sóng rất nhỏ tại 0,3s và tại thời điểm 0,4s rồi ngay sau đó ổn định tại vị trí cân bằng. Hình 10. Đáp ứng tốc độ khi có tải tác động. Hình 11. Đáp ứng vị trí sai lệch khi có tải tác động. Kỹ thuật Điều khiển – Tự động hóa N. M. Tùng, P. Q. Đăng, N. H. Phương, “Điều khiển vị trí dọc trục điều khiển trượt.” 46 Hình 12. Đáp ứng dòng điện id và dòng điện iq khi có tải tác động. 5. KẾT LUẬN Bài báo trình bày phương pháp điều khiển trượt áp dụng vào điều khiển mạch vòng vị trí dọc trục và điều khiển tốc độ cho động cơ ổ từ khe hở dọc trục. Các tín hiệu điều khiển được thiết kế đã hạn chế được sự ảnh hưởng của thành phần bất định vốn làm giảm chất lượng bộ điều khiển. Một hàm chuyển mạch tích phân được sử dụng làm giảm được hiện tượng rung trong điều khiển trượt. Kết quả mô phỏng đã kiểm chứng khả năng điều khiển tách kênh và bám theo giá trị đặt của bộ điều khiển vị trí và bộ điều khiển tốc độ. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1]. T. D. Nguyen, K. J. Tseng, S. Zhang, and H. T. Nguyen, “A novel axial flux permanent-magnet machine for flywheel energy storage system: Design and analysis,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58, no. 9, pp. 3784–3794, 2011, doi: 10.1109/TIE.2010.2089939. [2]. T. D. Nguyen, G. F. H. Beng, K. J. Tseng, D. M. Vilathgamuwa, and X. Zhang, “Modeling and position-sensorless control of a dual-airgap axial flux permanent magnet machine for flywheel energy storage systems,” J. Power Electron., vol. 12, no. 5, pp. 758–768, 2012, doi: 10.6113/JPE.2012.12.5.758. [3]. Q. Nguyen and S. Ueno, “Salient pole permanent magnet axial-gap self-bearing motor,” no. Im, 2009, doi: 10.5772/intechopen.83966. [4]. D. W. Novotny and T. A. Lipo, "Vector Control and Dynamics of {AC} Drives". [5]. Q. Dich, Nguyen, and S. Ueno, “Axial position and speed vector control of the inset permanent magnet axial gap type self bearing motor,” IEEE/ASME Int. Conf. Adv. Intell. Mechatronics, AIM, pp. 130–135, 2009, doi: 10.1109/AIM.2009.5230025. [6]. Q. D. Nguyen and S. Ueno, “Analysis and control of nonsalient permanent magnet axial gap self-bearing motor,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58, no. 7, pp. 2644– 2652, 2011, doi: 10.1109/TIE.2010.2076309. [7]. T. D. Nguyen, G. Foo, K. J. Tseng, and D. M. Vilathgamuwa, “Modeling and sensorless direct torque and flux control of a dual-airgap axial flux permanent- magnet machine with field-weakening operation,” IEEE/ASME Trans. Mechatronics, vol. 19, no. 2, pp. 412–422, 2014, doi: 10.1109/TMECH.2013.2242481. [8]. D. N. Q. U. S, “Salient Pole Permanent Magnet Axial-Gap Self-Bearing Motor,” Magn. Bear. Theory Appl., pp. 61–83, 2010, doi: 10.5772/intechopen.83966. [9]. B. S. J. K. Hedrick, "Dynamic Surface Control of Uncertain Nonlinear Systems". [10]. S. Ye, “Design and performance analysis of an iterative flux sliding-mode observer for the sensorless control of PMSM drives,” ISA Trans., vol. 94, pp. 255–264, 2019, doi: 10.1016/j.isatra.2019.04.009. [11]. H. Wang, S. Li, and Z. Zhao, “Design and implementation of chattering free sliding mode control method for PMSM speed regulation system,” Proc. IEEE Int. Conf. Ind. Technol., vol. 2015-June, no. June, pp. 2069–2074, 2015, doi: Nghiên cứu khoa học công nghệ Tạp chí Nghiên cứu KH&CN quân sự, Số Đặc san Hội thảo Quốc gia FEE, 10 - 2020 47 10.1109/ICIT.2015.7125401. [12]. F. M. Zaihidee, S. Mekhilef, and M. Mubin, “Application of Fractional Order Sliding Mode Control for Speed Control of Permanent Magnet Synchronous Motor,” IEEE Access, vol. 7, pp. 101765–101774, 2019, doi: 10.1109/access.2019.2931324. [13]. L. Feng, M. Deng, S. Xu, and D. Huang, “Speed Regulation for PMSM Drives Based on a Novel Sliding Mode Controller,” IEEE Access, vol. 8, pp. 63577–63584, 2020, doi: 10.1109/ACCESS.2020.2983898. [14]. N.M. Tùng, “Ổn định tốc độ động cơ đồng bộ từ trường dọc trục sử dụng điều khiển trượt”, số 52 năm 2019, tạp chí KHCN. ABSTRACT AXIAL POSITION AND SPEED CONTROL OF THE AXIAL COMBINED MOTOR-BEARING USING SLIDING MODE CONTROL In the paper, the axial position controller and speed controller for the object like a self bearing magnetic motor are focused on designing and calculating. When the motor works, the rotor moves in a linear motion along the axis while performing rotation. At that time, the electric driver system appeared to be uncertain due to the fact that the gap between the rotor and stator changed. Then, the sliding control method has been proposed to increase the stability of the controllers. To test the performance of the electric driver system, a simulation structure was performed on Matlab-Simulink software. The results show that the system works stably with the position and speed response according to the desired value. Keywords: Self bearing magnetic motor; Vector control; Axial flux; Sliding mode control. Nhận bài ngày 30 tháng 07 năm 2020 Hoàn thiện ngày 05 tháng 10 năm 2020 Chấp nhận đăng ngày 05 tháng 10 năm 2020 Địa chỉ: 1Đại học Công nghiệp Hà Nội; 2Đại học Bách khoa Hà Nội. * Email: tungnm.haui@gmail.com.